漏极_参考网

电磁脉冲作用下NMOS管的电磁敏感性研究

稳定电压源V1,漏极电阻R1,源极与基极相连接地。图2 仿真电路模型3 器件结构建立本仿真对晶体管做研究分析,建立NMOS管二维模型见图3,模型为典型NMOS管结构,为N-P-N结构,模型横向宽度为1 μm,衬底厚度0.6 μm,结深0.2 μm,图中基板(substract)与源极(source)接地,栅极(gate)外接电压源,漏极(drain)注入电磁脉冲信号,建模完成后以硅(Si)为衬底,进行离子注入与扩散,对衬底进行P型掺杂,掺杂浓度为2×101

兵器装备工程学报 2023年12期2024-01-04

高精度电流采样电路设计*

入电流由采样管的漏极流向采样管的源极；镜像管用来镜像功率管的漏极电流，并以一定的比例将该电流缩小，当栅极电压达到预设电压值时，采样管与镜像管能够线性导通，而不需要管子处于完全饱和状态（处于线性区即可），便可以对采样的电流进行比例镜像。镜像管和采样管的漏极分别接到误差放大器的正负两端，2 个管子的源极接地。图2 电流采样电路具体结构理想情况下，MOS管处于线性区时，漏极电流为因此，若采样管MNDRV与镜像管MNsense的VGS与VDS相同，则其镜像电流与采

传感器与微系统 2023年10期2023-10-25

C 波段高效率内匹配功率放大器设计*

管芯在28 V 漏极电压下C 波段功率密度大约为4 W/mm。为了输出50 W 功率，同时留有一定余量，最终决定使用16.3mm 总栅宽的管芯进行末级的设计。对于高性能放大器的设计来说，获得准确的晶体管模型参数至关重要。其中，如图1 所示的晶体管的13 参数小信号模型被广泛使用。本文采用零偏冷管法和正偏冷管法[8]进行模型参数提取。其中，在进行末级设计时，通常最关注的是模型中归一化的Cd（s源漏电容）和Ld（漏极电感）。本文中提取结果为Cds=0.405

电子技术应用 2023年9期2023-10-07

总剂量与单粒子协合效应对SRAM单粒子翻转敏感性影响的仿真研究

0.05 V 的漏极电压获得，输出特性曲线通过加1 V 的栅极电压获得。在获得转移和输出特性曲线后，提取TCAD 器件的SPICE 参数并构建SPICE 模型。图2 和图3 分别为两种MOS 器件的转移特性和输出特性曲线，从图中可见，TCAD 数据和SPICE 数据具有较高的符合度，表明已建立的器件SPICE 模型较为准确，可用于进一步的SRAM 电路级仿真。图3 MOS 器件的输出特性曲线Fig.3 Output characteristic curve

航天器环境工程 2023年2期2023-05-12

单粒子辐射导致的VDMOS 体二极管反向I-V 曲线蠕变现象研究

,且首次观察到在漏极电压作用下,VDMOS 体二极管的反向I-V曲线发生蠕变。随着环境温度的降低,I-V曲线发生蠕变时所需的漏极电压增大,且从蠕变状态到稳定所需时间增加。本文将对该现象进行描述和机理解释,并提出基于界面态、中性空穴陷阱[21-22],包括空穴激发、多能级空穴跃迁和俘获[23-24]、能带隧穿过程的空穴迁移模型,通过漏极应力实验和温度实验说明了模型的合理性。1 蠕变现象1.1 器件结构和辐照实验VDMOS 器件结构和工艺由作者所在团队自主设计

电子元件与材料 2022年10期2022-12-03

基于石墨烯的空间辐射探测传感器设计与试验研究

VGS为定值时，漏极电流ID与漏源电压VDS的关系）大幅下降，表明电子辐照对样品的电学特性具有较大影响。为了对比不同辐照剂量对样品的影响程度，对线性坐标（Y轴）进行对数处理后得到图6（b）。从图可以看出，辐照后，样品的输出特性下降1～2个量级，但下降程度没有随电子辐照注量增大而显示出明显趋势。图6 电子辐照前后样品的输出特性曲线Fig.6 Output characteristic curves of devices before and after el

真空与低温 2022年5期2022-10-13

AlGaN/GaN HEMT器件的光电特性研究

DEG消失后，在漏极上施加的正电压足够大，栅漏间漂移区内的电场接近或等同于临界击穿电场时，光生载流子将加速到足够的能量去碰撞束缚的价电子，使其离化产生新的电子-空穴对。这些新的电子-空穴对又在高电场的作用下获得足够的能量对其它的价电子产生碰撞电离，从而产生更多的电子-空穴对，这样不断重复就导致了载流子的雪崩倍增，器件也就达到雪崩击穿[4]。本文采用的是Selberherr碰撞电离模型来模拟上述情形。直接带隙的AlGaN/GaN材料就以直接复合为主[5]，本

电子元器件与信息技术 2022年7期2022-09-07

双肖特基势垒型异或非可重构场效应晶体管研究

N型为例，源极和漏极分别位于结构两侧，源极为梯形结构，位于左侧，漏极为矩形，位于右侧；浮动源极为正八边形结构的一半，嵌在本征半导体中。源极、漏极和浮动源极都直接与半导体接触，形成肖特基势垒。栅极有两个，其一为位于中间的栅极（CG），分两部分，隔着栅极绝缘层靠在浮动源极右半边的前后两侧，其长度与浮动源极相同；另一个为两侧的栅极（PG），由四部分构成，分别隔着栅极绝缘层靠在源极的前后两侧（长度长于源极一倍，隔着栅极绝缘层与浮动源极左侧齐平）和隔着栅极绝缘层靠在

微处理机 2022年4期2022-09-02

纳米器件单粒子瞬态仿真研究*

于关态，此时它的漏极是SEE 的敏感节点。仿真时重离子的轰击区域为NMOS 晶体管的漏极区域，重离子模型具有高斯分布特性，半径为50 nm，半衰时间指数为0.2 ps。3 仿真结果与分析3.1 不同间距的影响首先研究了不同器件间距下粒子在反相器中产生的SET。图2 是NMOS 漏极和PMOS 漏极之间的间距在0.2～4.2 μm 之间变化时，线状能量传递值（LET）为75 MeV·cm2·mg-1、入射方向为垂直入射的粒子对反相器输出电压的影响。从图2 中

电子与封装 2022年7期2022-08-01

基于GaN HEMT F类功率放大电路设计

Hz时具有良好的漏极效率（DE）74.37%、输出功率为40.82dBm，同时，在2.45～2.7GHz之间保持60%以上的效率，工作带宽比传统的F类PA宽。本文用25W的GaN器件设计了一款F类高效功率放大器。基于该器件模型，通过负载牵引仿真系统，得出最佳负载阻抗，设计并优化输出匹配电路。在工作频率为2.45GHz时，该放大器的饱和PAE为73.1%，饱和输出功率超过44.17dBm，功率增益为14.1dB。1 电路设计理论分析■1.1 最优阻抗区域分析

电子制作 2022年12期2022-07-21

Happy Childhood for All

电磁联合仿真。在漏极电压Vdd为3.3 V，漏极电流Idd为80 mA的条件下，得到低噪声放大器的输入输出回波损耗，增益，噪声系数，稳定系数仿真结果，如图5～8所示。数据产生的本身并不能够影响结果的处理，也就是说，大数据的“大”并不是得出结果分析的根本原因，大数据的根本而在于“真”。何以对所作出的决策有支持，就是来源于大数据的真实性，正是由于此特性，才能够让结果的执行具有前瞻性和可预知性。但与此同时，信息也存在不确定性，正是需要从多方面的数据点综合起来，才

Beijing Review 2022年22期2022-06-04

28 nm MOSFET器件的单粒子效应

小时，器件的瞬态漏极电流峰值小于开态时工作电流峰值；LET值较大时，器件对重离子更加敏感，且该器件的源沟道结敏感程度低于漏沟道结。国内多个高校和研究所也在不同方面开展了单粒子效应研究。2019年，刘畅咏等[7]研究65 nm CMOS器件发现，调节N阱的掺杂浓度，可有效减小粒子入射PMOS后的双极放大效应。2020年，韩燕燕等[8]针对独立3栅FinFET器件进行单粒子仿真发现，脉冲峰值电流与重离子在沟道中的路径体积成正比,且最敏感区域为漏极与沟道之间的空

现代应用物理 2022年1期2022-05-17

脉冲γ 射线诱发N 型金属氧化物场效应晶体管纵向寄生效应开启机制分析*

轰击PMOS 管漏极时会引起横向寄生双极放大效应影响PMOS 管的工作状态，但未讨论纵向寄生效应情况，在脉冲γ射线辐射环境下，纵向寄生效应开启也会对MOS 管的输出状态产生明显影响.国内对大规模集成电路的瞬时电离辐射效应实验结果分析认为[9，18]，MOS 管内部的寄生三极管开启是降低电子器件损伤阈值的主要因素，但未对寄生三极管的开启机制及其电流增益随特征尺寸的变化进行深入研究.本文通过TCAD 构建不同工艺尺寸NMOS管器件模型，针对NMOS 管在大规模

物理学报 2022年4期2022-03-04

100 V 沟槽MOS 器件的动态雪崩失效分析

间段内测得的器件漏极电压,其为正常击穿电压的1.3～1.5 倍[10],这是因为雪崩击穿电压呈正温度系数,而器件在动态雪崩过程中会消耗大量的能量导致结温迅速升高。本文的仿真中,元胞和终端的各电极分别接入图1(a)中UIS 仿真电路的相应节点以实现元胞和终端的并联,两者的面积均按照实际版图尺寸进行设置。图1 UIS 仿真电路与波形Fig.1 UIS simulation circuit and waveform因为仿真中元胞和终端是并联状态,所以IAV应当为

电子元件与材料 2021年10期2021-11-04

导通类型可调的无掺杂MOS场效应晶体管

式从源极不断流向漏极，器件因此导通。此时若令两侧栅极正偏，而使中央栅极反偏，电子依旧从源极流出在沟道两侧集中并流向漏极，器件关断[5]。P-MOSFET与N型相似，若各处栅极均为反偏，电子空穴对主要在源极由带带隧穿产生，在两侧控制栅极的栅控作用下，从源极流出的空穴在沟道两侧聚焦，数量不断积累，形成从源极到漏极的源源不断的漏电流，使器件呈现导通状态。反之，如果两侧控制栅极保持反偏不变，中央控制栅极改为正偏，空穴将由源极流出聚集在沟道两侧，此时处于正偏状态的中

微处理机 2021年5期2021-11-02

一种具有方筒型栅和浮栅的可编程静电场效应晶体管

栅。围栅包裹住源漏极和硅体，控制硅体的四个侧面；方筒型栅控制硅体的中心位置。源漏极对称分布，因此具有可互换性。图2 器件结构主视图及关键参数标注沿图1中切线B截出的侧视图如图3所示，关键参数已在其中标注。其中，Wfg是浮栅的宽度；W是硅体的宽度；hfg是浮栅高度；Lfg是浮栅的长度；WSD是源漏极的宽度；L是硅体长度；h是硅体高度；tHfO2则是HfO2绝缘层的厚度。图3 器件结构侧视图及关键参数标注各参数的详细仿真数值如表1所示。表1 参数数值2.2 器

微处理机 2021年5期2021-11-02

自动控制技术在不同工作模式下VMOS管能耗分析研究

VMOS管的源、漏极而言，其栅极表现具有电容特性。当它处于稳定状态时，其栅-源极间表现出极高的输入阻抗，几乎不从控制电路吸收电流。这一特性使得它的通、断控制比较简单。由于器件的栅极同源极、漏极之间表现为电容特性，加上其漏极电流与栅极电荷表现一定的“牵引”作用，为使器件的栅极电压发生改变，需要改变贮存在栅极的电荷量，从而需由栅极的控制电路提供一定的输入电流[3]。从此种意义上进行分析，VMOS器件实际上是一种电荷控制器件。这一特点使得该器件虽然在稳态时表现很

信息记录材料 2021年10期2021-10-25

单相风机非桥式驱动续流方式研究

当VGS等于零时漏极、源极间电阻RDS无穷大[2]，所以换相瞬间漏极端电压非常大，这就给功率开关器件造成了损坏的风险，在设计风机驱动电路时，一定要包含续流设计，通过释放绕组电流以保护功率器件。根据不同驱动电路的特点，应选择合适的续流方式，本文针对小型风机中单相直流电动机非桥式驱动续流问题进行研究，给出电容续流的设计方法，并通过仿真模型和实验，说明不同参数在电路中的影响。1 单相风机驱动电路续流设计1.1 单相风机驱动设计桥式驱动是电机驱动中一种常见的方式，

微特电机 2021年8期2021-09-02

寄生参数对并联SiC MOSFET电流不均衡的影响

指在开关过程中，漏极电流由于寄生参数，驱动回路等因素所导致的差异。静态电流不均衡是指并联SiC MOSFET在完全导通的情况下，由于导通电阻和驱动电压等因素导致的漏极电流不均衡现象。在相同电压等级下采用更高电流等级的碳化硅模块将不存在电流不均衡的问题[11]，同时还能有效降低开关损耗，随着电流等级的提高，碳化硅芯片的制造技术不成熟，产能不足等原因导致的价格偏高，备货不充足等相关问题更严重，难以满足工业生产的需要。对并联芯片进行有效的均流措施可以有效缓解上述

聊城大学学报（自然科学版） 2021年5期2021-08-25

2nm时代这么快就来了？

这类产品的源极和漏极和半导体基底材料位于一个平面上，栅极位于其上，控制电流在源极和漏极之间的导通，栅极是如此的重要，以至于早期表征半导体工艺制程的数据是栅极的长度。随着工艺进一步缩小，越来越小的栅极和扩散层的存在使得源极和漏极之间存在漏电的可能性，因此22nm工艺上英特尔启用了鳍片式源极和漏极，将原本“扁平”的源极和漏极“站立”起来，成为鳍状物，这使得栅极对源极和漏极之间的通道控制长度大幅度提升，从原来单一的源极和通道接触的长度大幅度增加至除了长度外，还加

微型计算机 2021年11期2021-07-12

0.3～3.5 GHz混合连续类功率放大器的设计

分析混合连续类的漏极电压公式进而推导出阻抗设计空间，然后通过使用一种新型的谐波网络，再采用阶跃阻抗低通滤波结构作为输出匹配网络，最后基于功率密度大、击穿电压高、电子饱和漂移速度高的第3代半导体GaN HEMT[6,7]设计了一款性能优越的超宽带功放。2 混合连续类功放原理最早由英国卡迪夫大学的Cripps等人[3]提出的F,J类功放通过降低导通角来提高功放的效率。通过假定电流谐波分量在器件输出端为短路状态，保证了功放输出电压波形为正弦波[8]。在Cripp

电子与信息学报 2021年4期2021-04-25

基于谐波调谐技术的功率放大器研究 ①

利用，调整功放的漏极和栅极处电压和电流波形，减小二者交叠产生的功率耗散，就能够较为明显的提高功放效率；并且还能保证同时提高功放增益，这就是谐波调谐功放的基本原理。其中较为常见的是F类功放[5,6]和逆F类功放[7,8]，通过调节谐波阻抗进而调整输出波形，将电压或者电流波形调整为近似方波状态，减小了能量损耗从而提高了功放效率。1 谐波调谐理论谐波调谐能够对功放指标有着整体上的提高，包括了输出功率、增益、效率以及线性度等方面。实际上在高频应用中，有源器件在输出

空间电子技术 2021年1期2021-04-09

场效应管功率放大器前后级的设计与分析

30，T2接成共漏极电路以提高带负载能力。1.1 静态工作点的确定根据2SK30的输出特性曲线（见图2），当iD=1.2mA附近时，静态工作点位于中部。根据公式(1)：IDSS为uGS=0时的漏极电流。UGS(OFF)称为管子的夹断电压。由图可见，IDSS=2.8mA，UGS(OFF)=-1.6V。令iD=1.2mA带入公式得到两个解uGS1=-0.6，uGS2=-2.65V，uGS2与题意不符，故舍去。图2 2SK30的特性曲线图对应地，T2的工作电流也

电子世界 2021年3期2021-03-19

高效率F类Doherty功率放大器研究

率放大器归一化的漏极电压和电流的表达式为［12］：通过式（1）、（2）可以得到F类功率放大器的基波阻抗表达式为：式中：Udc为漏极电压；Imax为漏极电流最大值。谐波阻抗为：由以上理论分析可知，F 类功率放大器主要是通过对漏极输出电压、电流波形进行整形，使得电压为方波，电流为半正弦波，其漏极电压、电流波形如图1 所示，并且漏极电流与电压波形在时域上无交叠。F 类功率放大器功率管无直流功率消耗。漏极电压奇次谐波开路，偶次谐波短路，在谐波频点也没有功率消耗。理

实验室研究与探索 2021年12期2021-03-01

高效率谐波调谐功率放大器的发展综述*

位的谐波对栅极和漏极的电压和电流进行波形整形，可以减小漏极电压和电流波形的交叠(即功率的耗散)，使得有源器件的效率得到提升[1-3]。不仅如此，对谐波分量适当控制也被证实能够提升功放的输出功率和增益，多种谐波控制类功放的原理都基于此概念。F类[4-5]、逆F类[6]通过合理地选择谐波阻抗实现波形整形，实现了一定带宽内的高效率。合理控制二次谐波或者同时控制二次和三次谐波能够进一步提升功放的性能。此外，当引入基频复阻抗时，通过适当控制二次谐波阻抗能够构建连续模

电讯技术 2021年1期2021-02-25

碳化硅MOSFET开关瞬态模型

寄生电容分别为栅漏极电容Cgd、栅源极电容Cgs和漏源极电容Cds。寄生电感包括源极杂散电感Ls1、漏极杂散电感Ld1和栅极杂散电感Lg，以上为MOSFET内部的寄生电感。而MOSFET外部的杂散电感包括功率回路与驱动回路之间引线产生的寄生电感Ls2，直流母线VDD和MOSFET漏极[9]之间引线产生的寄生电感Ld2。为了进一步简化描述，记源极总电感Ls=Ls1+Ls2，漏极总电感Ld=Ld1+Ld2。图1 buck电路等效电路模型下面进行基于buck电路

电子设计工程 2021年1期2021-01-21

0.1～40 GHz GaAs MMIC超宽带行波放大器的研制

排晶体管的栅极和漏极两边形成两条人工传输线，即栅极人工传输线和漏极人工传输线。信号从输入端的栅极人工传输线进入放大器，依次通过各个晶体管放大后进入漏极传输线进行输出。相速度相同的信号会叠加输出，多余的反向信号会被漏极传输线末端的吸收负载吸收。栅极传输线和漏极传输线结构分别如图2和图3所示。图1 传统行波放大器原理简图图2 栅极人工传输线图3 漏极极人工传输线行波放大器晶体管的栅极和漏极通过引入电感，分别与栅极和漏极的寄生电容构成一组串联的T型网络。每一小节

通信电源技术 2020年12期2020-10-10

高效率逆E类功率放大器研究

计。仿真结果表明漏极效率在整个频率范围内优于81%，在中心频点1.95GHz上为85.2%。说明改进的电路结构简单、易于实现，对效率改善效果明显。关键词功率放大器;逆E类;E类;高效率中图分类号： TN722.75 文献标识码： ADOI：10.19694/j.cnki.issn2095-2457.2020.09.074AbstractBased on the basic principles of inver

科技视界 2020年9期2020-05-18

感光栅极GaN基HEMT器件的制备与栅极优化

栅极长度、栅极与漏极之间的距离等参数，分析光照后I-V曲线以及转移曲线的变化，从而达到优化光敏感栅极HEMT器件性能的目的。2 感光栅极GaN HEMT器件制备与理论分析2.1 器件制备感光栅极HEMT的结构示意图如图1所示，外延片采用硅(Si)衬底AlGaN/GaN异质结外延片，其中GaN层厚度为1.7 μm，AlGaN层厚度为20 nm。感光薄膜PZT采用锆钛酸铅(PbZr0.52-Ti0.48O3)靶材，纯度99.99%，直径75 mm，厚度3 mm

发光学报 2019年3期2019-03-26

基于GaN器件的平衡式逆F类功率放大器的研究与设计

网络来控制晶体管漏极的电压和电流的波形，最终实现电压和电流波形没有交叠，漏极效率达到100%的目的[2]。与F类功率放大器相比，在输出功率和增益相同的前提下，逆F类功率放大器可以获得更好的效率特性[3]，并且因为逆F类功率放大器的易于实现的优势，使之得到愈发深入的研究[4]。功率晶体管自身的性能也是制约功率放大器效率提升的另一个重要原因，相比之前的硅基横向扩散金属氧化物半导体(laterally diffused metal oxide semicondu

重庆邮电大学学报(自然科学版) 2019年1期2019-02-25

金属氧化物薄膜晶体管电特性参数的提取

00 nm厚的源漏极金属层采用直流磁控溅射制备。采用PECVD在350 ℃下形成SiOx栅极绝缘层，绝缘层单位面积电容为18 nF/cm2。采用射频磁控溅射在室温下形成50 nm厚的α-IGZO层，IGZO靶材组成按照分子比的典型值为In2O3∶Ga2O3∶ZnO =1∶1∶1，溅射气体采用Ar/O2混合气体，氧含量为4%，溅射功率为18.3 kW。由PECVD在200 °C下形成100 nm厚的SiOx薄膜并干法刻蚀形成刻蚀阻挡层。最后在空气中200℃下

实验室研究与探索 2018年11期2018-12-10

一种NMOS管体区漏电特性的研究*

示。可以看出，当漏极电压大于10 V时，随着漏压增加，漏电流和体区电流Ibulk也逐渐增加，两者几乎相等。此时源级IS和Vb端电流很小，可以忽略。直到漏压等于36 V左右，器件发生击穿，源级电流剧烈增加，和漏极电流几乎保持相等。结果可初步判定漏电主要来自bulk端体区。图2 NMOS漏电监测曲线图2.2 NMOS仿真分析本文采用Tsuprem4工艺仿真，为了方便监测电流，将源电极和体区电极分开。耐压仿真方式为Vb=Vg=Vbulk=Vsub=0 V，扫漏极

电子与封装 2018年8期2018-08-22

教学用原理演示型场效应管测量仪构想与实践*

偏的栅极电压控制漏极-源极间流经沟道的电流ID”。更确切地说，ID流经通路的宽度，即沟道截面积是由PN结反偏电压的变化，产生耗尽层扩展变化控制的缘故。如图1所示。（2）绝缘栅型场效应管绝缘栅场效应管的工作方式有两种：当栅压为零时有较大漏极电流的称为耗尽型；另一种是当栅压为零，漏极电流也为零，必须再加上一定的栅极电压之后才有漏极电流的称为增强型。当栅极电压小于开启电压时，不能形成导电沟道，管子处于截止状态，只有栅极电压大于开启电压时，才有导电沟道形成，此时在

机电工程技术 2018年6期2018-08-03

寄生电感对SiC MOSFET开关振荡的影响及其抑制

MOSFET外部漏极寄生电感；Lpcb1和Lpcb2是功率回路PCB走线的寄生电感，同时Lpcb1还包含直流母线电容的等效串联电感；L是负载电感；Cgs、Cgd、Cds是MOSFET栅源极、栅漏极、漏源极寄生电容；Cp是二极管结电容和负载电感L并联电容的和。图1 典型的双脉冲测试电路的寄生参数分布根据功率环和驱动环寄生电感作用的不同，可以把寄生电感分为3类：栅极寄生电感Lg、漏极寄生电感Ld、共源极寄生电感Ls。其中栅极寄生电感Lg=Lg1+Lg2+Lg3

汽车电器 2018年7期2018-07-31

应变Si 纳米NMOSFET单粒子效应

FET器件在不同漏极偏置电压，不同沟道长度以及不同注入位置对瞬态电流大小的影响。1 器件结构图1是单轴应变Si器件单粒子效应原理图。表1列出了器件结构以及工艺参数。表2给出了仿真单粒子效应重离子模型的参数，其中，let_f 和 wt_hi分别是线性能量传输值以及半径。方向(0,1)为单粒子垂直注入单轴应变Si器件。随着集成电路继续发展，集成电路的特征尺寸由深亚微米进入纳米级，为了更精确的研究纳米尺度的器件，本文利用Sentaurus TCAD软件进行器件仿

电子科技 2018年8期2018-07-23

增强型AlGaN/GaN HEMT势垒层优化设计

施加栅极偏压时，漏极就会有电流通过，为了抑制漏极电流，就需要向栅极施加负电压，如发生栅极无法控制的情况时，电流就会一直处于流动状态，这将导致器件被烧坏。所以GaN电力电子器件为了安全工作，在实际应用过程中，必须首先确保实现与普通硅器件一样的常关，即在栅极电压为零时，漏极没有电流产生。因此，增强型AlGaN/GaN HEMT器件实现常关模式及抑制电流崩塌现象的研究得到了重视。目前基于AlGaN/GaN异质结结构制作的增强型HEMT器件主要实现方法有：薄势垒层

电子科技 2018年8期2018-07-23

基于MOS管测井仪器开关电路设计

性，在给源极S和漏极D之间加上正确极性和大小的电压(因为管型而异)后，再给栅极G和源极S之间加上控制电压，就会有相应大小的电流从源极S流向漏极D。但继电器与MOS管不能进行简单的替换，这是MOS管本身特性所决定，栅-源电压UGS(ON)即导通电压[3]一般在±10 V～±20 V左右，而且导通电压越大，导通速度越快，压降越低[4]。而测井仪是由井下单片机控制，I/O口输出控制电压仅为+5 V，既无法直接驱动P沟道MOS管，而N沟道MOS管，压降也可达50%

石油管材与仪器 2017年5期2017-12-06

漏极注入HPM对高电子迁移率晶体管的损伤机理

710100漏极注入HPM对高电子迁移率晶体管的损伤机理薛沛雯，方进勇，李志鹏，孙静*中国空间技术研究院西安分院，西安 710100针对典型GaAs高电子迁移率晶体管(HEMT)低噪声放大器，利用半导体仿真软件Sentaurus-TCAD建立了HEMT低噪声放大器二维电热模型，考虑高电场下的载流子迁移率退化和载流子雪崩产生效应，分析了由漏极注入高功率微波(HPM)情况下器件内部的瞬态响应，通过分析器件内部电场强度、电流密度、温度分布随信号作用时间的变

中国空间科学技术 2017年3期2017-07-03

ET功放的自适应时延估计算法研究

放输入信号功率与漏极电压间的关系，设计了一种基于时延失真方差的自适应时延估计算法，并通过仿真验证分析了算法性能。仿真结果表明，通过设计合适的迭代时延向量，算法能够实现对ET功放支路时延差的准确估计。包络跟踪；时延估计；时延失真方差；迭代时延向量0 引言随着当前通信应用对频谱效率和通信速率需求的不断提升，调制信号在愈见复杂的同时引入了越来越高的峰均比。为了实现这些高峰均比信号的线性放大，传统功放一般采用回退方案，这大大降低了功放的整体效率[1]。为了解决上述

无线电工程 2017年4期2017-03-29

AB类LDMOS基站大功率放大器设计

dBm，其相应的漏极效率在59%以上；从P1dB点回退6.5 dB点的漏极效率大于31%，上三阶交调为-35.9 dBc，下三阶交调为-35.6 dBc。仿真结果表明，设计的功率放大器可满足实际基站的应用需求。功率放大器；阻抗匹配；LDMOS；AB类功率放大器是无线通信系统的核心组件之一，在现代无线系统的发展中，AB类功率放大器因其能够很好地兼顾到效率和线性度而被广泛研究和使用，其应用有基站、雷达、微波单片集成电路，无线局域网等[1-4]。文献[1]利用L

电子设计工程 2017年5期2017-03-23

微波大功率变脉冲放大器的研制

放大器组件中高速漏极调制及保护电路和射频开关的实现方案，分析大功率高速漏极调制电路输出电压脉冲的影响因素，优化调制电路的负载设计，并解决功放输出射频脉冲的包络凹陷问题。经试验验证：研制的功率放大器具有散热性好，稳定工作时间长，最窄脉宽20 ns，上升下降沿均小于3 ns，峰值功率大于40 W的射频脉冲输出等特点；其漏极调制电路输出24 V电压脉冲，上升沿小于20 ns，下降沿约60 ns。变脉冲功率放大器；高速漏极调制；射频开关；功率合成0 引 言微波凝视

现代雷达 2016年12期2017-01-06

微波固态功率放大器脉冲调制技术的研究

波固态功率放大器漏极脉冲调制电路，脉冲前后沿小于50ns。主要采用高速大电流低内阻的PMOS管为微波固态功率放大器设计了漏极脉冲调制控制电路，较传统电路有很大改进，固态功率放大器的工作状态可随意变换，有功率容量大、效率高、隔离性高等优点。最终基于该调制电路设计了一款C波段高速微波功率放大器，放大器工作频率在5.5GHz±200MHz，放大器实现了低功耗工作，输出信号前后沿小于50ns，降低了工作热损耗。固态功率放大器；漏极脉冲调制；栅极脉冲调制；上升下降沿

甘肃科技 2016年14期2016-12-15

自旋半导体纳米热电材料器件的高自旋极化电流

石墨烯纳米带）、漏极（石墨烯纳米带）以及中间区域（碳原子链）构成.对比未掺杂情况，自旋向上的电流在高温区域可以提高100倍，同时自旋极化率可增强至接近1.而且自旋流在高温区域可以大于电荷流，其主要原因归结于掺杂后该装置表现为自旋半导体性质.低维热电材料；自旋半导体性质；高自旋极化电流1　引言随着电子器件的尺寸缩至纳米维度时，散热问题已经成为器件物理领域中亟待解决的关键问题之一.为了提高器件的性能并保持稳定性，同时也为了节能，应尽量降低废热的产生或对其加以利

常熟理工学院学报 2016年4期2016-10-21

IC+MOS组合电路封装漏电机理探讨

极VGS增加时，漏极电流ID在每颗成品上表现出一致波形特征，为了排除外围材料吸湿引起的信号干扰，该4颗产品随后经过125℃，4 h加热除湿烘焙。再次测试，信号无变化［2］。针对4颗产品进行开封（化学方法去掉包封材料），并对集成电路IC表面进行激光束的OBRICH分析（OBIRCH常用于芯片内部高阻抗及低阻抗分析，线路漏电路径分析.利用OBIRCH方法，可以有效地对电路中缺陷定位，如线条中的空洞、通孔下的空洞、通孔底部高阻区等，也可有效检测短路或漏电，是发光

电子工业专用设备 2016年6期2016-08-08

功率MOS单粒子加固设计

子烧毁是场效应管漏极--源极局部烧毁，属于破坏性效应。入射粒子产生的瞬态电流导致敏感的寄生双极结晶体管导通，双极结晶体管的再生反馈机制造成收集结电流不断增大，直至产生二次击穿，造成漏极-源极永久短路，直至电路烧毁，单粒子烧毁主要影响CMOS、powerBJTs、MOSFET等器件。（二）单粒子栅穿（Singleeventgaterupture，简称SEGR）单粒子栅穿，是指在功率MOSFET器件中，单粒子穿过栅介质层后导致在栅介质中形成导电路径的破坏性的烧

决策与信息·下旬刊 2016年5期2016-07-01

E类功率放大器负载变化对工作特性的影响分析

s为开关管 Q的漏极电流，iC为并联电容C1的电流，io为负载R的输出电流，vs为漏极电压，v1为通过理想谐振回路的电压，vo为输出电压。谐振回路剩余电抗X由式（1）确定。图1 E类功率放大器电路原理图Fig.1 Circuit schematic of class E power amplifier当开关管驱动信号的占空比D=0.5时，对理想工作状态下的E类功率放大器进行分析[16]，可确定电路中负载谐振回路参数为式中，ω=2πf，ω为电路的工作角频率。

电工技术学报 2015年4期2015-11-14

大功率MOS场效应管在中波发射机中的应用

中还设置有源极和漏极两个极。此外，在P型硅片衬底的表面还设置有一层二氧化硅绝缘层，并在二氧化硅绝缘层喷涂一层金属铝，就形成了一个栅极，这样一来，MOS场效应管中的漏极、源极以及栅极之间都具有相互绝缘的关系。因此，在MOS场效应管工作运行时就需要在栅源以及漏源之间分别增加设置一个正向电压，以确保MOS场效应管的正常工作与运行。如图1所示，即为MOS场效应管的结构原理示意图。图1　MOS场效应管的结构原理示意图1.2MOS场效应管的工作性能介绍根据上述对MOS

西部广播电视 2015年21期2015-10-18

基于Sweet Spot的线性高效率功率放大器设计

0 dBc，此时漏极效率达到53.4%。高效率; 交调失真; 线性; 功率放大器随着无线通信技术的迅速发展以及不断增加的信息需求，使得通信系统的通信质量不断提高，而射频与微波功率放大器作为无线通信系统中最重要的有源模块，对于整个系统的性能有着非常重要的影响，其关键性能指标直接影响整个通信系统的性能，也同样关系着整个通信系统的运营成本。通信质量的保证由线性度衡量，功耗的指标则由效率度量。线性和高效这两个指标在实际设计中，往往二者不可兼得，呈现此起彼伏的矛盾状

电子科技大学学报 2015年2期2015-10-14

MOSFET开关损耗分析

值所需电荷，此时漏极电流出现，漏极电压开始下降；此段栅极电容Cgs就是Cgs。曲线的第二段是水平的，栅极到漏极电荷QGD是漏极电压下降时克服“Miller”效应所需电荷，所以栅极到漏极电荷QGD也称为“Miller”电荷。此时栅极电压不变、栅极电荷积聚而漏极电压急聚下降。这一段的栅极电容是Cgs加上Cgd的影响 (通常称为Miller效应)。图1 UGS与栅极电荷的关系Fig.1 UGSVs gate-charge通过观察栅极电压UGS和栅极电荷QG之间的

电子设计工程 2015年23期2015-01-29

抗单粒子效应的动态逻辑电路版图加固方法

种技术被称为保护漏极的技术在文献[12]中被第一次公开。保护漏极技术适用于nMOS 设备， 软错误率比保护环技术小30%-40%。[13]中提出的源极扩展技术采用与保护漏极类似的机制来减少nMOS的电荷共享。这种技术的实现可分为三种形式，具体形式取决于设计的原始布局。如果漏极和源级仅仅被栅极隔开，可以用双指结构，如图 2 (a) 所示。双指结构的优点是减少的漏极区域降低了粒子击中漏极的可能性，并且沉积在漏极上的电荷能够被漏极侧面的源极共享。由于制造的限制，

电子测试 2015年19期2015-01-03

具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器

电压[UGS]与漏极电流[ID]关系图如图2所示。图2 栅源极电压[UGS]与漏极电流[ID]关系2 电路参数计算2.1 负载及谐振网络参数计算本设计中直流输入电压[UDC=200] V，输出功率[Po=100]W；当振荡器输出电压[Uo]为临界状态时，[Uo=200] V；振荡器的负载阻抗值为：[RP=12U2oPo=200 Ω] （1）设计目标中品质因数[Q=5，]且并联谐振回路品质因数计算公式为

现代电子技术 2014年15期2014-08-29

AC/DC变换器传导EMI实验分析

试了MOSFET漏极与源极间时域电压波形，并提取了变压器、MOSFET等器件的寄生参数。通过频域测试结果与MOSFET时域电压波形的对比分析，找出了频域测试结果中的峰值与MOSFET波形中振荡的对应关系。通过建立电路的高频模型，分析MOSFET两端振荡与高频模型中各参数的关系。最终，得出了高频电路模型中各参数与频域测试结果中各峰值的对应关系，并通过定量的计算加以验证。1 测试平台与变换器工作状态选择图1所示为传导EMI测试平台[5]，其中被测设备(EUT)

电源学报 2013年3期2013-09-26

VHF宽带E类高效率功率放大器设计

时间且能承受反向漏极电流，可以很好地应用到这类模式。D类功放通过一对轮流处于导通和截止状态的晶体管来放大信号，然而在微波频段晶体管的杂散电容和电感破坏了D类功放的理想开关特性，使得电压或电流产生严重拖尾而重叠，导致效率下降。因此D类功放比较适合不超过30 MHz的低频段应用。F类功放需要复杂的负载网络以便对齐偶次谐波提供开路或者短路阻抗，导致它一般使用在UHF或微波频段。E类的拓扑结构是漏极一个并联电容，漏极与负载之间串联一个电感。而功放管本身具有的漏极电

电子技术应用 2013年2期2013-08-13

PD SOI BTSNMOS器件的三维SEU仿真

的体积减小，从而漏极收集电荷相对体硅明显减小，因而SOI技术一直以来被用于集成电路的单粒子加固[1]。然而，由于PD SOI器件中固有的寄生双极管的存在，可能会使得它在抗SEU方面的优势减小[2]。单粒子实验由于其需要高速加能器的支持，实验的成本和难度都很大，因此，对器件进行模拟仿真成为单粒子效应的一个重要研究手段。3-D模拟由于能实现传统2-D模拟所不能实现的体接触，因此能更全面的反映器件的单粒子效应。本文采用silvaco软件对0.8µm SOI BT

电子与封装 2012年1期2012-09-05

科锐推出S波段GaN器件，实现雷达应用的效率最大化

，能够提供优越的漏极效率（接近70%）。同时，高效率和高功率密度的结合有助于最大限度地降低散热的要求，并减少在商用雷达系统应用中的尺寸与重量。科锐 CGH35060 GaN HEMT晶体管28 V工作电压下的额定脉冲功率为 60W（当脉宽为100μs时），功率增益为12 dB，漏极效率为65%，与传统硅LDMOS器件相比高出50%。CGH35060型GaN器件已经在高功率放大器参考设计（S波段频率在3．1～3．5 GHz之间）中得到验证。与 GaAs和 S

电子设计工程 2012年15期2012-03-30

一种宽禁带器件的高效E类功率放大器设计

)式中，VDS为漏极电压；BVDSV是管子的击穿电压；SF为安全因子。(2)在负载RL的计算公式(2)中，Pout是输出功率；QL是串联谐振回路的品质因数。并联短接电容则由式(3)得出(3)式中，f0是中心频率；L1是漏极射频扼流圈的电感；特别注意的是Cshunt是包含管子的输出电容的，实际中应该减去由管子寄生参数引起的漏-源极电容和漏-栅极电容的值。在理想情况下，E类放大器的漏极电压和漏极电流的波形，如图2所示。图2 理想情况下E类放大器漏极电压和电流输

中国电子科学研究院学报 2012年2期2012-01-09

AlGaN/GaN高速电子迁移率晶体管器件电流坍塌效应与界面热阻和温度的研究

规律．研究发现低漏极电压下热电子是导致负微分输出电导的重要因素，器件工作温度变高会使负微分输出电导减小．高漏极电压下自加热效应是导致电流坍塌的一个重要因素．随着界面热阻的增加，器件跨导降低，阈值电压增大．同时，由于工作环境温度的增高，器件随之温度增高，载流子迁移率会显著降低．最终这两种因素会引起AlGaN/GaN基高速电子迁移率晶体管器件显著的电流坍塌效应，从而降低了器件整体性能．AlGaN/GaN HEMT器件，热电子效应，自加热效应，电流坍塌效应PAC

物理学报 2011年7期2011-08-31