AC/DC变换器传导EMI实验分析

孙 超，王立欣，张 刚，刘 超

（哈尔滨工业大学电气工程及其自动化系，黑龙江 哈尔滨，150001）

引言

随着开关电源的开关频率与功率密度的不断上升，开关电源内部的电磁环境越来越恶劣。目前，对于高频开关电源电磁干扰(EMI-Electromagnetic Interference)问题的研究己成为高频开关电源电磁兼容设计中的重要课题。电磁干扰可分为传导干扰与辐射干扰。在开关电源工作时其传导EMI问题更加突出。因此对开关电源的传导EMI研究具有重要的意义。目前，国内外关于开关电源传导EMI的研究主要包括传导EMI机理分析、传导EMI建模与仿真、传导EMI测试、传导EMI抑制等。对于传导EMI机理的分析都是较为笼统的定性分析，其结论不够准确，很少会有定量的研究。传导EMI的定量研究可以使我们对传导EMI形成机理的认知更加细致准确，对传导EMI的建模与仿真、测试、抑制等都有着极其重要的意义[1～4]。

本文以AC/DC变换器为例，使用频谱分析仪得到了其传导EMI频域测试结果，使用示波器测试了MOSFET漏极与源极间时域电压波形，并提取了变压器、MOSFET等器件的寄生参数。通过频域测试结果与MOSFET时域电压波形的对比分析，找出了频域测试结果中的峰值与MOSFET波形中振荡的对应关系。通过建立电路的高频模型，分析MOSFET两端振荡与高频模型中各参数的关系。最终，得出了高频电路模型中各参数与频域测试结果中各峰值的对应关系，并通过定量的计算加以验证。

1 测试平台与变换器工作状态选择

图1所示为传导EMI测试平台[5]，其中被测设备(EUT)即为AC/DC变换器，LISN选用罗德与施瓦茨公司的两线V型网络R&S ENV216，接收机选用安捷伦的Agilent N9320B RF频谱分析仪。其空间布置、相对距离均有要求。EUT、LISN和接收机需放置到一绝缘桌上，绝缘桌高0.8 m。EUT与LISN相距0.8 m，EUT距离垂直参考接地平板0.4 m。

图1 传导EMI测试平台

AC/DC变换器拓扑结构如图2所示，其输入为50 Hz、35 V交流电，输出为15 V直流。在断续工作状态下，MOSFET两端的电压波形较为复杂，其传导EMI问题更加显著。根据实际情况需要，散热片常常需要浮地或者接保护地，而两种工作状态下其传导EMI存在明显的差别。因此，本文分别测试了散热片浮地与接保护地两种情况下工作在断续状态下的AC/DC变换器的传导EMI。

2 散热片浮地时传导EMI分析

本节对散热片浮地时，断续工作状态下的AC/DC变换器的传导EMI做了详细的分析研究，找出了该工作状态下，AC/DC变换器传导EMI形成的主要原因。图3中(a)为散热片浮地时测试原理图，(b)为传导EMI测试结果(测试频率范围为150 kHz-30 MHz，图中Span为扫描的频率带宽，Center为中心频率)。在传导EMI测试结果中共有两个较为明显的尖峰，分别出现在0.67 MHz(-45.3 dBm)、10.14 MHz(-39.0 dBm)。图4中(a)为MOSFET漏极与源极间电压波形，波形中含有两处明显振荡Q1、Q2，(b)、(c)分别为Q1与Q2的放大图。Q1振荡发生在开关管断开时，其振荡周期为103.7 ns，对应频率为9.64 MHz(在示波器测量开关管两端波形时，示波器的探头不可避免的会对振荡周期产生影响，使得振荡频率减小)。Q2振荡发生在次级二极管关断时，其振荡周期为1.44 μs，对应频率为0.69 MHz。由此可知频谱图中的两处峰值，是由开关管关断以及次级二极管关断时所产生的两处振荡引起的。

2.1 MOSFET断开时振荡原因分析

图5

如图5所示，(a)为引入变压器高频模型后的等效电路图[6，7]。 其中Cp、Cs分别为原副边绕组寄生电容，Lp-leak、Ls-leak分别为原副边漏感，Cds为 MOSFET 漏极与源极间的寄生电容。图(b)为开关管断开时的等效电路图，此时二极管导通，输入与输出端可以认为分别连接在一个恒压源上，N2Ls-leak为副边漏感归算到原边的漏感。在MOSFET断开瞬间，变压器原边电流不会瞬间减小为零，并对Cds、Cp充放电，进而引起振荡。由于振荡为高频，直流源可以视为短路，所以图(b)可以进一步化简为图(c)，由图(c)可知振荡频率为

由于Lp远大于Ls-leak，上式可化简为

在次级二极管导通期间，MOSFET漏极与源极两端电压是由整流电压Vdc与输出电压Vo折算到原边的值即NVo叠加形成的，实测得Vds=74 V。由IRF640N的芯片手册可以查得在Vds=74 V时，其输出电容Coss=103 pF，转移电容Crss=25 pF，进而可知Cds=Coss-Crss=78 pF。

利用LCR测试仪，通过变压器的短路实验可以测得变压器的高频参数，其测试原理如图6所示。值得注意的是，短路法测量时无法将Ls-leak与Lp-leak区分开来，所测得的漏感值为Ls-leak与Lp-leak之和。通常可认为原副边漏感与其匝数的平方成正比，即Lp-leak=N2Ls-leak。 由 实 验 可 得 Lp=293.2 μH，Ls-leak=0.355 μH，Lp-leak=1.421 μH，N=2。原边绕组寄生电容可通过计算方法得到Cp=3.4 pF，见参考文献[4]。

图6 短路法法测量漏感示意图

将上述数据代入公式(2)可得

与10.13 MHz十分接近。因此，可以认为在10.14 MHz处所测得的-39.0 dBm传导EMI是由于在开关管关断时漏感中的剩余能量，通过开关管漏极与源极之间的寄生电容、变压器原边绕组电容与变压器副边漏感释放，进而产生的振荡所造成的。

2.2 次级二极管关断时振荡原因分析

次级二极管关断时，可视为变压器次级开路。此时开关管两端电压发生改变，Cds与Cp通过Lp与Lp-leak释放能量，引起振荡。如图7所示。其振荡频率可由公式(3)求得

MOSFET漏极与源极两端电压会在整流输出电压，即46 V附近振荡。由于Cds是随着漏极与源极两端电压的波动而不断变化的，且其变化不是线性的。在漏极与源极两端电压变小时，Cds值上升速度较快，漏极与源极两端电压变大时，其下降速度较慢。因此实际的平均值应当比46 V小。通过对电压波形中的数据进行处理，可以求得Vds的平均值约为40 V，由IRF640N芯片手册查得Vds=40 V，查数据手册可得，Coss=146 pF，Crss=32 pF，Cds=Coss-Crss=114 pF。

将数据代入公式(3)可得

与0.67 MHZ有较大误差，此处误差的原因可能是由于计算时未考虑电路中一些其它寄生参数的影响，如MOSFET、PCB中的寄生电感。

图8为变压器副边绕组中流过的电流，测试可得，在MOSFET断开瞬间，副边流过的电流在1.5 A附近振荡。由此可知原边电流在MOSFET断开时，电流值为1.5 A/2即0.75 A。即在MOSFET导通期间，原边电流由0上升至0.75 A。电流上升的大小可按照式(4)计算。

式中：△I为电流变化量，即0.8A；L为变压器原边电感与电路中其它寄生电感之和；U为施加在电感两端的电压，在本文中即为整流输出电压46 V；Ton为MOSFET导通时间。本文中开关频率为50 kHz，占空比为 0.28，则 Ton为 5.6 μs。将上述数值代入公式(4)可得L=343.5 μH，将此L代入公式(3)可得

与0.67 MHZ有较为接近，但仍有一定的误差，这些误差应是由以下三种原因造成的：(1)仍有一些寄生参数未考虑全面；(2)MOSFET芯片的个体特性与数据手册上的数据存在差异；(3)测量手段不够精确。

图7 次级二极管断开时振荡回路示意图

虽然存在误差，但是总的仍可以认为引起0.67 MHz处EMI峰值主要因素为变压器原边电感、电路中的寄生电感、变压器原边绕组电容、开关管漏极与源极之间的寄生电容。

3 散热片接地时传导EMI分析

图9

散热片接地时，功率MOSFET漏极上不断变换的电压通过漏极与散热片之间的寄生电容耦合到散热片上，会产生向外的辐射干扰。散热片接保护地后，功率MOSFET漏极噪声电流通过寄生电容耦合到散热片进入保护地网络，进而消除辐射干扰。图9(a)为散热片接地之后的电路原理图，Cpara为MOSFET漏极与散热片之间的寄生电容。图9(b)为散热片接地之后的传导EMI测试结果。

散热片接地后传导EMI整体变大，约提高了13 dB(约4.47倍)。这是由于散热片与开关管之间的寄生电容与地接通后形成了一条新的EMI传输路径，且其大小不会被Cin滤波，能直接传送到LISN中，如图9(a)中带箭头虚线所示。

图9(b)中有三处较大的峰值0.67 MHz(-31.67 dBm)、9.1 MHz(-27.64 dBm)、18.58 MHz(-31.91 dBm)，开关管关断时的EMI峰值9.1 MHz(-27.64 dBm)处，频率相对于10.14 MHz有所降低这是由于Cpara与Cds并联后使总电容变大，频率降低。Cpara可通过(4)、(5)式计算得到。

联立(4)、(5)式可得Cpara=21 pF。由计算可知

19.1 MHz与18.58 MHz相近，因此可以得出18.58 MHz(-31.91 dBm)处的峰值是由于 N2Ls-leak、Lp-leak、Cpara产生的谐振引起的。

4 结论

变压器原边与副边漏感、MOSFET源极与漏极间寄生电容以及MOSFET与散热片之间的寄生电容，是影响开关电源的传导EMI的重要因素。在开关器件导通或者关断时，开关电源的工作状态发生改变，此时漏感或者器件的寄生电容中的剩余能量会引起高频振荡，进而引起了传导EMI尖峰。

(1)断续工作状态下，在MOSFET关断时，变压器原边漏感中剩余的能量，通过MOSFET漏极与源极间寄生电容、变压器原边绕组寄生电容以及变压器副边漏感释放，进而形成振荡，在10.14 MHz处形成了传导EMI尖峰；

(2)断续工作状态下，在次级二极管关断时，MOSFET漏极与源极间寄生电容与变压器原边绕组寄生电容中多余的能量，通过变压器原边电感与电路中的寄生电感释放，进而形成振荡，在0.67 MHz处形成了传导EMI尖峰；

(3)断续工作状态下，散热片接地时，形成了一条新的传导EMI传输路径，使传导EMI提高了13dB。此外，MOSFET漏极与散热片之间的寄生电容与变压器原副边漏感产生了新的振荡，在18.58 MHz处引入了新的传导EMI尖峰。

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