VHF宽带E类高效率功率放大器设计

佘广益，付松源，萧赞亮

（中国电子科技集团公司第七研究所，广东 广州510310）

开关模式射频功率放大器（D、E、F类）将功放管用作开关获得较高的效率 。MOSFET具有1 ns甚至更短的开关时间且能承受反向漏极电流，可以很好地应用到这类模式。

D类功放通过一对轮流处于导通和截止状态的晶体管来放大信号，然而在微波频段晶体管的杂散电容和电感破坏了D类功放的理想开关特性，使得电压或电流产生严重拖尾而重叠，导致效率下降。因此D类功放比较适合不超过30 MHz的低频段应用。

F类功放需要复杂的负载网络以便对齐偶次谐波提供开路或者短路阻抗，导致它一般使用在UHF或微波频段。

E类的拓扑结构是漏极一个并联电容，漏极与负载之间串联一个电感。而功放管本身具有的漏极电容和引脚电感可以吸收到负载匹配网络中去，因此可以应用到比D类高的频率中。选择合适的漏极并联电容和负载阻抗可以保证当功放管刚导通时漏极电压达到零（理想情况还具有零斜率）。由于在功放管导通时漏极电容没有储存能量，在开关转换过程中没有能量耗散，导致高的转换效率（理想情况为100%）[1-2]。

E类功放工作在饱和和截止的开关状态，因此会带来固有的非线性，然而它是康氏包络消除和恢复EER(Kahn Envelope Elimination and Restoration)技术高效线性放大系统的一个重要组成部分。Kahn技术将输入信号进行幅度和相位分离，相位调制信号作为E类功放的驱动信号，而包络信号作为电源调制器的幅度调制信号。

1 电路设计

使用单管的E类功放电路如图1所示，射频功放管是28-V MOSFET，输入电路使用了宽带匹配，因此只需要改变输出调谐元件值即可工作在不同频段。

理论上，E功放的漏极峰值电压为3.56 VDD(VDD为漏极供电电压)，实际为2.5 VDD～4VDD，考虑到漏极最高峰值电压，使用28-V具有70 V击穿电压的MOSFET是必要的。依据不同频率采用漏极供电电压在15 V～18 V之间比较合适。

开关驱动信号加到变压器T1输入端 (50 Ω输入阻抗)，串联电感L3抵消MOSFET的栅极输入电容，使加到MOSFET栅极的电压最大。MOSFET的栅极并联一个功率 0.25 W、10 Ω电阻 R,在工作频率范围内,电阻 R提供变压器T1需要的负载阻抗。输入电路可以宽带工作，直到MOSFET的栅极阻抗小于10 Ω。

图1 E类功放简化电路图

偏置电压VGG通过电阻R加到栅极，调整VGG使静态电流为10 mA，使MOSFET处于导通的边缘以便开关驱动信号可以使MOSFET迅速地导通和截止。

开关驱动信号由前级工作在A类的功放管直接提供(图中未画出)，输出功率为27 dBm。

漏极负载线的选择在输出功率、最高工作频率、MOSFET饱和导通电阻损耗之间折衷考虑 。基本的设计方程见参考文献[3],当输出功率为5 W时漏极负载阻抗为25.9 Ω(保证漏极峰值电压小于最大击穿电压，漏极供电电压定为15 V)，变压器T2将滤波器的输入端阻抗变换为需要的负载阻抗同时进行参数补偿。

漏极总并联电容阻抗为R/0.183 6=141 Ω。相应的总电容范围为 37.6 pF(30 MHz)～14.1 pF(80 MHz)， 选择MOSFET时漏极输出电容值约为17.3 pF(在65 MHz的理论值),在低频端通过增加漏极并联电容使它工作在E类优化状态，而高频端只能工作在次优化状态。

保证E类优化工作状态漏极需要一个剩余串联电抗1.15 R=29.7 Ω，在低频端可以由输出端电感 L1经过T2变换后获得，在高频端直接由L0的一部分提供。电源功率经过射频扼流圈L提供，射频扼流圈在最低频率(30 MHz)的电抗应该为漏极负载阻抗25.9 Ω的 5倍左右[4]。

输出滤波器由 L1、C2、L2和 C3组成，它完成功放50 Ω负载阻抗到需要的漏极负载阻抗变换的功能，电容C2相当于“负载”对输出功率进行调整，电容 C3相当于“调谐元件”对效率进行调整。L1的电感值不能太小，保证对三次谐波足够的抑制[5]。

2 仿真结果

根据图1所示的电路图，在ADS中搭建原理图，插入谐波仿真控件进行输出功率Po和效率PAE仿真,如图2(a)，在进行频段改变时，只需要改变起始和终止频率。

利用ADS强大的自动优化功能,插入控件 Pt和PAE对输出功率Po和效率PAE进行优化，如图2(b)。

输出功率和效率仿真结果如图3所示,在30 MHz～80 MHz时输出功率为4 W～6 W,效率＞80%。

3 测试性能

在 30 MHz、50 MHz、80 MHz工作时漏极电压波形分别如图4所示，可以看出在30 MHz、50 MHz波形接近理想E类波形，而在80 MHz的波形反应出功放工作在次优化E类状态。

图2 在ADS中搭建原理图

图3 输出功率Po和效率PAE仿真结果

图4 漏极电压波形

在提供合适的负载阻抗和漏极并联电容的理想情况下的，E类功率放大器具有100%的效率。而实际上，随着漏极负载阻抗的减小 (即输出功率增加)，MOSFET饱和导通电阻的损耗会增加(即效率下降)，故需要在效率和输出功率之间折衷考虑[6]。

实际测试输出功率和效率与频率的关系如图5所示。在 30 MHz～78 MHz频段输出功率为 3.5 W～7.1 W,效率为63.1%～83.1%，这与仿真结果比较吻合。在80 MHz输出功率为3.23 W，效率降低到52.5%，这可以使用漏极输出电容更小的MOSFET,如GAN管等改善高频段的性能。

图5 频响特性

当E类功率放大器应用到Kahn EER技术的线性功放系统时，幅度调制线性度十分很重要。幅度调制包括MOSFET漏极电压的调制和包络信号对电源的调制。调幅特性 （漏极电压VDD对射频输出电压Vom的调制）基本拟合直线关系如图6所示。

漏极电压变化影响MOSFET漏极输出电容的大小直接导致相位发生变化，如图6，这种不期望的相位调制是Kahn EER技术发射机信号失真的潜在根源，但可以通过数字预失真技术进行消除[7]。

图6 漏极电压AM线性度

图7 效率与漏极电压的关系

在不同频率下，效率与漏极电压的关系如图7所示。在低频段，漏极电压较大范围内变化，效率能够维持较高值；在高频段，在漏极电压较低时，功放负载网络出现失谐，效率降低。

本文设计的E类开关模式功率放大器在30 MHz～80 MHz频段可以获得较高的效率，良好的漏极电压调制特性适合应用到Kahn EER技术的线性功放系统中。

[1]RAAB F H.Idealized operation of the class E tuned power amplifier[J].IEEE Transactions on Circuits&Systems,1977,24(12)：725-735.

[2]WOOD J.Overview of class D,class E,and class F power amplifiers based on a finite number of harmonics[J].presented at the Workshop on Transmitter Design for High Power Efficiency,IEEE Radio&Wireless Symposium,Orlando,FL,2008.

[3]胡长阳.D类和E类开关模式功率放大器[M].北京：高等教育出版社,1985.

[4]RAAB F H.class E,class C,and class F power amplifiers based upon a finite number of harmonics[J].IEEE Trans.Microwave Theory&Techn.,2001,49(8)：1462-1468.

[5]SOKAL N O,SOKAL A D.class E-a new class of high efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE J.Solid-State Circuits,1975,10(3)：168-176.

[6]COLLINS G,WOOD J,BOKATIUS M,et al.A practical hybrid class E amplifier design[C].IEEE Topical Symposium on Power Amplifiers,Orlando,FL,January 2008.

[7]GREBENNIKOV A V.Switched-mode RF and microwave parallel-circuit class-E power amplifiers[J].International Journal of RF and Microwave Computer-aided Engineering,2004,14(1/2)：21-35.