具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器

李宁+刘平

摘 要： 介绍了一种具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器。大功率射频振荡器已经广泛应用于电力电子、射频电源、低温等离子体、高频感应加热等领域。该大功率射频振荡器能够输出较高的输出电压和输出功率，并且通过对输出电压采样控制MOS管的静态工作点，稳定输出电压；另外，该设计电路起振时工作在AB类状态，稳定工作时在自动稳幅电路的作用下进入C类工作状态，实现了C类射频振荡器的软激励。最后通过仿真和实物电路测试了电路性能，并给出了振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态关系的经验公式。

关键字： 软激励； C类振荡器； 大功率振荡器； 自动稳幅

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0153?04

Class C high?power RF oscillator with soft excitation

and automatic amplitude?stabilized functions

LI Ning， LIU Ping

（School of Information Engineering， Zhengzhou University， Zhengzhou 450001， China）

Abstract： A Class C high?power RF oscillator with soft excitation and automatic amplitude?stabilized functions is introduced in this paper. High?power RF oscillator has been widely used in the fields of power electronics， RF power， low temperature plasma， high?frequency induction heating and so on. By sampling the output voltage， the oscillator introduced in this paper can output higher voltage and power， control the quiescent operating point of MOSFET and stabilize the output voltage. Moreover， the the designed circuit works in Class AB mode when it starts oscillation， after that， the automatic amplitude?stabilized circuit makes the oscillator work in Class C mode when it enters stable woring status. The soft excitation function of Class C high?power RF oscillator was achieved. The performance of the whole circuit was tested in simulation and material object experiments. The empirical formula about output voltage， output power and working model of MOSFET is offered in this paper.

Keywords： soft excitation； Class C oscillator： high?power oscillator； automatic amplitude?stabilization

不需要外加输入信号，便能自行产生输出信号的电路称为振荡器[1]。作为一种基本的电路结构，振荡器能够依靠自激振荡将直流电源转换成交流电源。随着技术的发展，大功率振荡器作为一种高频功率源已经广泛应用于各种领域，如电力电子技术中的大功率射频电源[2]、低温等离子体的激发、工业用高频加热设备和医用的电疗仪器等。本文介绍一种用MOSFET作为功率放大器件，并且具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器；最后分析了振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态的关系，并给出了经验公式。

1 电路工作原理

本设计的电路原理图如图1所示。整体电路结构分为三个部分：偏置电路，谐振功率放大电路，自动稳幅电路。直流电源[VCC，]电阻[R1，][R2]构成偏置电路，为MOS管提供合适的静态工作点；电感[L2]和[L3]为滤波电感，稳压二极管[D5，][D6]将栅极电压限制在-5～+5 V，保护MOS管的安全。MOS管，电感[L1，]电容[C1]和[C2]构成谐振功率放大器，其中电感[L1，]电容[C1]和[C2]构成选频网络，为电容式三端振荡器[3]；正反馈电压取自电容[C2]的两端；桥式整流滤波电路，比例运算放大电路和三极管构成自动稳幅电路。

为了方便电路起振，当电路起振时工作在AB类状态，当电路稳定工作后，振荡器在自动稳幅电路的控制下，自动从AB类工作状态进入C类工作状态。自动稳幅电路一方面通过从输出电压采样，将采样信号转变为控制信号，控制MOS管的静态工作点，达到稳幅的目的；另一方面自动稳幅电路在电路未稳定工作时负责将电路从AB类工作状态转变为C类工作状态，实现C类振荡器的软激励。

本设计输入直流电压[UDC=]200 V，输出功率[Po=]100 W，工作频率13.56 MHz。本设计中选择的MOS管型号为ARF461B，其栅源极电压[UGS]与漏极电流[ID]关系图如图2所示。

图2 栅源极电压[UGS]与漏极电流[ID]关系

2 电路参数计算

2.1 负载及谐振网络参数计算

本设计中直流输入电压[UDC=200] V，输出功率[Po=100]W；当振荡器输出电压[Uo]为临界状态时，[Uo=200] V；振荡器的负载阻抗值为：

[RP=12U2oPo=200 Ω] （1）

设计目标中品质因数[Q=5，]且并联谐振回路品质因数计算公式为[Q=RPωL，]并且当谐振电路工作在临界状态时，[ωL=1ωC]所以谐振回路电感和电容的值分别为：

[L1=RPωQ=2002π×5×13.56×106=0.468 μH] （2）

[C=1ω2L=10.468×10-6×（13.56×106×2π）2=287.5 pF] （3）

式中：[C]为谐振回路中电容[C1，][C2]的并联值，其中反馈电压取自[C2，]电容[C1]和[C2]的比值就是反馈电路的反馈系数；电容[C1]和[C2]的选取需要满足一定的条件，即反馈系数[F]的值需要满足一定的条件，否则振荡电路将无法起振。本设计中由于MOS管的增益比较大，远大于1，所以反馈系数[F<1，]因此有：

[F>1gmR′L=1gmRL+1gmRe0] （4）

又考虑到MOS管栅源极电压限制和输出电压幅值，选择反馈系数[F=0.009。]又由于[F=C1C2，][1C=1C1+1C2，]所以[C1=290]pF；[C2=32.23 ]nF。

2.2 偏置电路参数计算

综合考虑输出效率和输出功率两个方面，在本设计中，综合考虑二者的影响，选择导通角[4][θ=74.5°]。功率管的漏极电流用傅里叶级数分解后为：

[iC=IC0+iC1+iC2+…=IC0+IC1mcosωt+IC2mcosωt+…] （5）

式中：[IC1m]为经过谐振网络选频后的正弦波电流的峰值，也是流过负载[RL]中的电流，[IC1m]是经过谐振网络选频后的电流最大值，[IC1m=iCmaxα1（θ）]，其值为：

[IC1m=UDCRL=1 A] （6）

当[θ=75o]时， [α1（θ）=0.455]，所以MOS管漏极电流最大值为：

[ICM=IC1mα1（θ）=2.2 A] （7）

由图2可知当栅源极电压[UGS>3 V]时，MOS管导通；在实际的电路测量中，当栅源极电压[UGS=]3.2 V时，MOS管导通；又由图1可知，当漏极电流[ICm=2.2 V]时，对应的栅源极电压[UGS=4.5 V。]设振荡电路的静态工作点为[Eg，]反馈信号为[Uf=Ufmaxcos θ，]导通角[θ≈75°；]由静态工作点方程可得：

[Ufmaxcosθ+Eg=UGS（th）=3.2 V] （8）

[Ufmax+Eg=UGSmax=4.5 V] （9）

由式（8），（9）可求出[Eg=2.74] V，[Ufmax=1.76] V。因此振荡电路的静态工作点小于开启电压，所以正常工作时振荡器处于C类工作状态，此时反馈信号为[Uf=1.76cosθ。]

如图1所示为偏置电路的电路结构。其中[R1]和[R2]为偏置电阻，通过分压为MOS管提供合适的稳定工作状态，静态工作点[R7，][R8]和[C1]构成电流源电路，这部分电路的作用一是在电路起振后将电路的工作状态从AB类切换到C类，另一方面还能改变MOS管的静态工作点，以达到稳定输出电压幅度的目的。

刚起振时由于振荡电路工作在AB类状态，所以栅源极电压[UGS]应大于3.2 V；在本设计中，在刚起振状态设计栅源极电压为4 V。当电路起振后转入稳定工作状态时，晶体管[C1]导通，对偏置电阻[R2]分流，降低MOS管的栅源极电压。计算过程为：

[UGS1=R2R1+R2] （10）

[IR2=UGS2R2=1.34 mA] （11）

式中：[UGS1=4]V，[UGS2=2.74]V，[R1=100]kΩ。

流过晶体管[C1]集电极的电流为：

[IC1=UGS1-UGS2R2=0.62 mA] （12）

晶体管的放大倍数[β=40]，集电极?发射极饱和压降[VCE（sat）=0.2]V，基极—发射极饱和压降[VBE（sat）=0.6]V。由此可得晶体管基极电流为：

[UBE=R7Ib1+VBE（sat）+R8IC1=1.24 V] （13）

2.3 自稳幅电路参数计算

采样电压为谐振电容[C2]两端的电压，所以其值为[Uf=1.76cosθ，]所以整流滤波电路输出电压[uo1=1.8]V；设计中运用的比较放大电路为差分比例运算电路，差分放大电路的两路输入为[uo1]和[uBEF；]其中[uo1]为整流滤波输出电压，[uBEF]为基准电压，差分比例运算放大电路计算公式为：

[uo2=R4R3（uo1-uBEF）] （14）

[uo2=1.24]V，[uo1=1.8]V，给定的比较基准电压为[uBEG=1.4]V，所以得出电阻[R4]和[R3]的比值为3；所以选取[R3=2]kΩ，[R4=6]kΩ；又因为比例运算放大电路中必须满足参数对称条件[5]，即[R6R5=R4R3，]所以[R6=R4=6]kΩ，[R5=R3=2]kΩ。

3 结果与讨论

3.1 实验结果

本设计对实验电路进行了仿真测试，并制作了电路板，分析振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态的关系，并给出了经验公式。

电路的仿真结果如图3，图4所示。

图3 输出电压和电流波形图

图4 反馈电压波形图

由图3和图4可以看出，电路的仿真结果很好的满足了电路设计指标；但是漏极电流的波形谐波较大，出现了明显的失真；造成这种现象的原因是由于电路的工作频率较高，仿真过程中MOS管的寄生电容以及滤波电容滤波电感的影响变大造成的。

由于在200 V的输出条件下MOS管的发热量非常大，普通的散热片已经不能满足散热要求，需要用水冷装置，由于实验条件的限制，本设计只测试了在50 V输出条件下的波形图。波形如图5，图6所示。

图5 输出电压波形图

由图5可以看出，实际的输出电压波形有失真，电压波形凹陷，为典型的过压状态；引起输出电压波形失真的原因是由于电路寄生参数的影响，导致反馈系数变大，反馈电压增大，如图6所示，可以看出，反馈电压明显大于设计目标，导致栅源极电压增大，使放大器处于过压状态。另外从图中还可以看出，由于电路寄生参数的影响，电路的振荡频率已经从设计的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在实际测量中发现，电路的工作频率上下有大约0.1 MHz的波动，即频率不是非常稳定，造成工作频率下降和跳变的主要原因是由于电路工作频率增加，电路的寄生参数开始明显的影响电路的性能，另外一点由于电路板布局的不合理造成干扰严重，这些都影响了电路的正常工作。

图6 反馈电压波形图

3.2 实验结果分析

由图2可知，MOS管的栅源极电压与漏极电流的关系近似为一条折线。当栅源极电压[UGS>]4 V时，漏极电流[ID]随着栅源电压的增长急剧增加。由前文可知，MOS管漏极电流的最大连续工作电流为6.5 A，对应图2中知，此时栅源极电压[UGS=5.7]V，所以当MOS管正常工作时必须保证栅源极电压小于5.7 V；因为漏极电流决定于负载电流的大小，负载电流与漏极电流的关系满足余弦脉冲分解函数，当导通角固定以后，漏极电流的大小仅决定于负载电流，所以负载电流的大小对功率管的性能和安全非常重要。详细分析过程如下：

设负载电流为[IL，]漏极电流[ID，]负载电阻[RL，]输出电压[UL，]输出功率[P；]所以漏极电流为：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因为负载电流为：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以负载电阻和负载电流的大小决定于输出电压和输出功率的选取，即设计指标；也即漏极电流的大小依赖于设计指标的选取，当设计指标合适时，才能设计出性能可靠的振荡电路。例如当设计指标为输出电压[UL=]100 V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=50]Ω，负载电流为[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏极电流为[ID=4.4]A，此时由图2知，栅源极电压[UGS=5.2]V，已经接近了最大栅源极电压的限制值，所以非常容易造成MOS管的烧毁；反之，当设计指标为输出电压[UL=200]V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=200]Ω，负载电流为[IL=ULRL=1]A，此时漏极电流为[ID=2.2]A，栅源极电压为[UGS=4.5]V，远小于最大栅源极限制电压。在本设计中由于导通角选取为[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在设计电路指标时，为了保证MOS管工作在安全区域，要首先确定一个合适的漏极电流值，从理论上讲漏极电流值越小越好，但是当选取的漏极电流太小时，栅源极电压也会很小，导致电路不能正常起振；另外，在选择漏极电流时，要注意到输出电压[UL]也不能太大，如果输出电压过大，将导致反馈系数降低，如果反馈系数降低到不能满足起振条件[6]：[A?F>1，]也会导致振荡电路的不起振。所以，电路设计指标不能随便选取，一定要符合上述条件。

4 结 语

本设计利用单管MOSFET制作了一个具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器。输出电压达到了200 V，输出功率达到了100 W，工作频率为13.56 MHz。通过仿真分析与实物电路分析，电路的指标达到了设计目标。另外，本设计中分析了振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态的关系，并给出了经验公式，对今后的设计工作有很好的指导作用。

参考文献

[1] 赵建勋.射频电路基础[M].西安：西安电子科技大学出版社，2011.

[2] 徐立群，李哲英，钮文良.射频与微波晶体管振荡器设计[M].北京：机械工业出版社，2009.

[3] LUDWIG R， BRETCHKO P. RF circit design： theory and applications [M]. Beijing： Electronic Industry Press， 2011.

[4] 董建杰，陈可中，肖桂平，等.射频功率放大器最佳导通角的理论定义与控制[J].现代电子技术，2007，30（1）：170?172.

[5] 童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2009.

[6] 曾兴安，刘乃亮，陈建.高频电路原理与分析[M].西安：西安电子科技大学出版社，2007.

电路的仿真结果如图3，图4所示。

图3 输出电压和电流波形图

图4 反馈电压波形图

由图3和图4可以看出，电路的仿真结果很好的满足了电路设计指标；但是漏极电流的波形谐波较大，出现了明显的失真；造成这种现象的原因是由于电路的工作频率较高，仿真过程中MOS管的寄生电容以及滤波电容滤波电感的影响变大造成的。

由于在200 V的输出条件下MOS管的发热量非常大，普通的散热片已经不能满足散热要求，需要用水冷装置，由于实验条件的限制，本设计只测试了在50 V输出条件下的波形图。波形如图5，图6所示。

图5 输出电压波形图

由图5可以看出，实际的输出电压波形有失真，电压波形凹陷，为典型的过压状态；引起输出电压波形失真的原因是由于电路寄生参数的影响，导致反馈系数变大，反馈电压增大，如图6所示，可以看出，反馈电压明显大于设计目标，导致栅源极电压增大，使放大器处于过压状态。另外从图中还可以看出，由于电路寄生参数的影响，电路的振荡频率已经从设计的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在实际测量中发现，电路的工作频率上下有大约0.1 MHz的波动，即频率不是非常稳定，造成工作频率下降和跳变的主要原因是由于电路工作频率增加，电路的寄生参数开始明显的影响电路的性能，另外一点由于电路板布局的不合理造成干扰严重，这些都影响了电路的正常工作。

图6 反馈电压波形图

3.2 实验结果分析

由图2可知，MOS管的栅源极电压与漏极电流的关系近似为一条折线。当栅源极电压[UGS>]4 V时，漏极电流[ID]随着栅源电压的增长急剧增加。由前文可知，MOS管漏极电流的最大连续工作电流为6.5 A，对应图2中知，此时栅源极电压[UGS=5.7]V，所以当MOS管正常工作时必须保证栅源极电压小于5.7 V；因为漏极电流决定于负载电流的大小，负载电流与漏极电流的关系满足余弦脉冲分解函数，当导通角固定以后，漏极电流的大小仅决定于负载电流，所以负载电流的大小对功率管的性能和安全非常重要。详细分析过程如下：

设负载电流为[IL，]漏极电流[ID，]负载电阻[RL，]输出电压[UL，]输出功率[P；]所以漏极电流为：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因为负载电流为：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以负载电阻和负载电流的大小决定于输出电压和输出功率的选取，即设计指标；也即漏极电流的大小依赖于设计指标的选取，当设计指标合适时，才能设计出性能可靠的振荡电路。例如当设计指标为输出电压[UL=]100 V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=50]Ω，负载电流为[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏极电流为[ID=4.4]A，此时由图2知，栅源极电压[UGS=5.2]V，已经接近了最大栅源极电压的限制值，所以非常容易造成MOS管的烧毁；反之，当设计指标为输出电压[UL=200]V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=200]Ω，负载电流为[IL=ULRL=1]A，此时漏极电流为[ID=2.2]A，栅源极电压为[UGS=4.5]V，远小于最大栅源极限制电压。在本设计中由于导通角选取为[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在设计电路指标时，为了保证MOS管工作在安全区域，要首先确定一个合适的漏极电流值，从理论上讲漏极电流值越小越好，但是当选取的漏极电流太小时，栅源极电压也会很小，导致电路不能正常起振；另外，在选择漏极电流时，要注意到输出电压[UL]也不能太大，如果输出电压过大，将导致反馈系数降低，如果反馈系数降低到不能满足起振条件[6]：[A?F>1，]也会导致振荡电路的不起振。所以，电路设计指标不能随便选取，一定要符合上述条件。

4 结 语

本设计利用单管MOSFET制作了一个具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器。输出电压达到了200 V，输出功率达到了100 W，工作频率为13.56 MHz。通过仿真分析与实物电路分析，电路的指标达到了设计目标。另外，本设计中分析了振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态的关系，并给出了经验公式，对今后的设计工作有很好的指导作用。

参考文献

[1] 赵建勋.射频电路基础[M].西安：西安电子科技大学出版社，2011.

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[5] 童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2009.

[6] 曾兴安，刘乃亮，陈建.高频电路原理与分析[M].西安：西安电子科技大学出版社，2007.

电路的仿真结果如图3，图4所示。

图3 输出电压和电流波形图

图4 反馈电压波形图

由图3和图4可以看出，电路的仿真结果很好的满足了电路设计指标；但是漏极电流的波形谐波较大，出现了明显的失真；造成这种现象的原因是由于电路的工作频率较高，仿真过程中MOS管的寄生电容以及滤波电容滤波电感的影响变大造成的。

由于在200 V的输出条件下MOS管的发热量非常大，普通的散热片已经不能满足散热要求，需要用水冷装置，由于实验条件的限制，本设计只测试了在50 V输出条件下的波形图。波形如图5，图6所示。

图5 输出电压波形图

由图5可以看出，实际的输出电压波形有失真，电压波形凹陷，为典型的过压状态；引起输出电压波形失真的原因是由于电路寄生参数的影响，导致反馈系数变大，反馈电压增大，如图6所示，可以看出，反馈电压明显大于设计目标，导致栅源极电压增大，使放大器处于过压状态。另外从图中还可以看出，由于电路寄生参数的影响，电路的振荡频率已经从设计的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在实际测量中发现，电路的工作频率上下有大约0.1 MHz的波动，即频率不是非常稳定，造成工作频率下降和跳变的主要原因是由于电路工作频率增加，电路的寄生参数开始明显的影响电路的性能，另外一点由于电路板布局的不合理造成干扰严重，这些都影响了电路的正常工作。

图6 反馈电压波形图

3.2 实验结果分析

由图2可知，MOS管的栅源极电压与漏极电流的关系近似为一条折线。当栅源极电压[UGS>]4 V时，漏极电流[ID]随着栅源电压的增长急剧增加。由前文可知，MOS管漏极电流的最大连续工作电流为6.5 A，对应图2中知，此时栅源极电压[UGS=5.7]V，所以当MOS管正常工作时必须保证栅源极电压小于5.7 V；因为漏极电流决定于负载电流的大小，负载电流与漏极电流的关系满足余弦脉冲分解函数，当导通角固定以后，漏极电流的大小仅决定于负载电流，所以负载电流的大小对功率管的性能和安全非常重要。详细分析过程如下：

设负载电流为[IL，]漏极电流[ID，]负载电阻[RL，]输出电压[UL，]输出功率[P；]所以漏极电流为：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因为负载电流为：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以负载电阻和负载电流的大小决定于输出电压和输出功率的选取，即设计指标；也即漏极电流的大小依赖于设计指标的选取，当设计指标合适时，才能设计出性能可靠的振荡电路。例如当设计指标为输出电压[UL=]100 V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=50]Ω，负载电流为[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏极电流为[ID=4.4]A，此时由图2知，栅源极电压[UGS=5.2]V，已经接近了最大栅源极电压的限制值，所以非常容易造成MOS管的烧毁；反之，当设计指标为输出电压[UL=200]V，输出功率[P=100]W时，输出电阻为[RL=200]Ω，负载电流为[IL=ULRL=1]A，此时漏极电流为[ID=2.2]A，栅源极电压为[UGS=4.5]V，远小于最大栅源极限制电压。在本设计中由于导通角选取为[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在设计电路指标时，为了保证MOS管工作在安全区域，要首先确定一个合适的漏极电流值，从理论上讲漏极电流值越小越好，但是当选取的漏极电流太小时，栅源极电压也会很小，导致电路不能正常起振；另外，在选择漏极电流时，要注意到输出电压[UL]也不能太大，如果输出电压过大，将导致反馈系数降低，如果反馈系数降低到不能满足起振条件[6]：[A?F>1，]也会导致振荡电路的不起振。所以，电路设计指标不能随便选取，一定要符合上述条件。

4 结 语

本设计利用单管MOSFET制作了一个具有自动稳幅功能的软激励C类大功率射频振荡器。输出电压达到了200 V，输出功率达到了100 W，工作频率为13.56 MHz。通过仿真分析与实物电路分析，电路的指标达到了设计目标。另外，本设计中分析了振荡器输出电压、输出功率与MOS管工作状态的关系，并给出了经验公式，对今后的设计工作有很好的指导作用。

参考文献

[1] 赵建勋.射频电路基础[M].西安：西安电子科技大学出版社，2011.

[2] 徐立群，李哲英，钮文良.射频与微波晶体管振荡器设计[M].北京：机械工业出版社，2009.

[3] LUDWIG R， BRETCHKO P. RF circit design： theory and applications [M]. Beijing： Electronic Industry Press， 2011.

[4] 董建杰，陈可中，肖桂平，等.射频功率放大器最佳导通角的理论定义与控制[J].现代电子技术，2007，30（1）：170?172.

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[6] 曾兴安，刘乃亮，陈建.高频电路原理与分析[M].西安：西安电子科技大学出版社，2007.