一种具有中点电位平衡可降低损耗的三电平空间矢量调制方法

刘 斌 黄凯伦 伍家驹 李 俊

（1. 南昌航空大学信息工程学院 南昌 330063 2. 雄洲美能科技有限公司 深圳 518052）

1 引言

随着新能源产业的不断发展，光伏并网逆变器已经成为研究及应用热点，其装机容量迅速增加，三电平乃至多电平逆变器应用越加广泛，其相较于两电平具有输出容量大，受电磁干扰（EMI）影响小，另外由于输出电平阶数增加，使得谐波含量小，波形质量提高以及逆变输出dv/dt低，优势明显。而主功率器件的增加，多电平调制策略更加多样化，空间矢量调制（SVPWM）具有直流电源电压利用率高、容易数字实现等优点，广泛应用于三电平逆变器。

由于光伏产业及其他工业领域对大功率逆变器的需求不断增加以及大功率器件开关频率的不断提高，开关器件的开关损耗已不可忽视，不仅降低了系统的效率，而且要求系统具备更好的散热能力。目前降低开关损耗的方法，一方面是在硬件方面改进，如采用高性能的功率器件、采用软开关技术等，但这将提高生产的成本；另一方面可通过改进调制方法，如不连续SVPWM等。传统不连续SVPWM在各相半个周期中，开关器件有 60°不动作，使开关次数比连续 SVPWM降低 1/3，从而有效的降低开关损耗。

而多电平NPC逆变器中，中点电位是其固有的缺点，由于中点电流由母线电容提供，只要中点电流不为零，中点电位就会相应的发生变化。中点电位浮动太大将导致输出电压畸变、开关器件承受的电压不一致甚至击穿等一系列问题。随着研究的深入，中点电位平衡的控制方式主要分成三大类，即被动控制（passive control）、滞环控制（hysteretic control）和主动控制（active control）。其中，滞环控制是相对简单的闭环控制技术，也是实际应用方案的主流。

目前，对三电平NPC逆变器调制方法的研究大多将中点电位平衡问题和开关损耗分开研究，或者只针对中点电位的平衡问题[1-6]，或者只针对开关损耗问题[7-9]，文献[10]提出了一种实现降低开关损耗和中点电位平衡的协调控制方法，但其不开关区离散分布在开关区域，开关损耗降低不明显。

本文提出一种具有中点电位平衡控制的三电平不连续SVPWM方法。该方法有效降低开关损耗，并且控制中点电位平衡。仿真和实验结果证明了本文所提调制方法的可行性和有效性。

2 三电平逆变器及其中点电位

图1为三相三电平NPC光伏并网逆变器拓扑结构。Vdc为直流输入电压，C1、C2为直流侧母线电容，A、B、C为三相市电。逆变部分各桥臂有4个功率开关管，其中开关管 Sx1（x=a、b、c，下同）和Sx3互补，Sx2和Sx4互补，共具有三种输出状态，分别为P、O、N。P状态表示上桥臂开关管Sx1、Sx2导通，O状态表示中间两管 Sx2、Sx3导通，N状态表示下桥臂开关管Sx3、Sx4导通。

图1 三相三电平NPC并网逆变器拓扑结构Fig.1 Topology of three-level NPC grid connected inverter

三电平共27个电压空间矢量：3个零矢量、12个小矢量、6个中矢量和6个大矢量，空间矢量分布图如图2所示（1.0区表示第1扇区第0小区，其他类推）。其中，零矢量和大矢量对中点电位没有影响；中矢量没有冗余矢量，控制中点电位相对复杂；而小矢量具有相同输出电压和对中点电位作用恰好相反的冗余矢量，因此一般通过控制具有冗余矢量的小矢量的作用时间来实现中点电位的平衡控制。具体也可参考相关文献[11,12]。

图2 三电平逆变器空间矢量分布图Fig.2 Space vector diagram of three-level inverter

3 三电平不连续调制

3.1 中点电位平衡

传统的“最近三矢量”七段式空间矢量调制，每个开关周期都可调整小矢量不同状态组合的作用时间来控制直流侧电容中点电位在一定的范围内浮动。三电平不连续SVPWM是在一个区域内某相开关管不动作，其他两相只动作一次，减少开关次数，降低开关损耗，在一个开关周期中每个电压矢量只能使用一次，一般采用五段式的调制方法，因此一个开关周期内小矢量只能使用一次，不能用传统七段式的方法来控制中点电位。

中点电位浮动大小可以由直流侧电容电位差ΔV=VC1-VC2来判断。通过分析，在单位功率因数下，五段式不连续调制每个小区均可分成对中点电位影响相反的两种矢量序列方式，以第1扇区为例的两种矢量序列方式可见表1，其他扇区可类推：方式 0为可导致ΔV下降的矢量序列方式；方式1为导致ΔV上升的矢量序列方式。其中1.3小区方式1中使用POO状态组合是为符合下文所述的方式切换条件，在1.3小区内POO矢量虽然会使ΔV下降，但其作用时间很短，总体上方式 1仍然使得ΔV上升。那么，同一个小区不同的开关周期按一定的方法使用以上两种矢量序列方式，在整体上是可调整中点电位的。

表1 第1扇区的矢量序列方式Tab.1 The vector sequence modes of first sextant

3.2 在相电流最大值附近开关管不动作

显然，在相电流最大值附近该相开关管不动作（以下简称大电流不开关），减少了开关器件在大电流区域的开关次数，从而最大程度地降低开关损耗。以单位功率因数下第1扇区为例分析，逆变器稳态运行在调制度/3＜M＜1时，参考电压矢量运行在每个扇区的 4-2-3-5（或 5-3-2-4）小区，第 1扇区中1.2小区和1.4小区A相电流最大，1.3小区和1.5小区 C相电流最大，为实现大电流不开关，应在1.4小区运行方式0，在1.5小区运行方式1。如果在 1.2小区实现大电流不开关，需要采用的矢量序列为PPO-POO-PON-POO-PPO，但1.2小区B相电流为负，在矢量序列上却有P出现，线电压会出现较高的幅值跳变，1.3小区的情况类似。

图3 第1扇区Fig.3 Fist sextant

设调制度为M，参考电压矢量Vref，V1为Vref在1.4小区边界时距离小矢量POO的长度，V2为零矢量与小矢量POO间的长度，如图3所示。

Vref的长度可表示为

由余弦定理得

由正弦定理得

将式（1）代入式（2）、式（3）可求出θ的值。当调制度M=0.89时，可算得θ=25.895°，即每一相半个周期内的大电流不开关角度为51.79°。那么在4、5小区实现大电流不开关可使开关损耗降低28.8%。因此选择在1.0、1.1、1.2、1.3小区内调节中点电位，在1.4、1.5小区内实现大电流不开关，既可控制中点电位平衡，又可使开关损耗明显下降。

为使中点电位保持在合理的浮动范围内，引入上文所提中点电位控制方法，并加入滞环反馈环节，控制框图如图4所示，这样便可简单的控制中点电位平衡。

图4 中点电位平衡控制框图Fig.4 Diagram of neutral point potential balancing control

ΔV有可能在不开关区内（即4、5小区）超出阈值使不开关角度减小，那么可以选择适当的阈值以及减小不开关角度，使得开关损耗有效降低并且中点电位保持在合理范围。通过表1可知，若实现不连续调制需要在不开关区域内保持同一种方式（方式 0或方式 1），将使得ΔV不断偏移（下降或上升），因此这段区域内的中点电荷的变化量最大。这段区域内的中点电荷变化量ΔQmax可表示为这段时间内各开关周期中点电荷ΔQ的累加和。一个开关周期内中点电荷的变化量表示为

式中，tN为矢量的作用时间；iN为矢量对应的流入中点的电流，N=0,1,2。

各相的作用时间可由伏秒平衡公式算出，电流iN可由输出功率及相角确定，通过式（4）可得到中点电荷的最大变化量ΔQmax。中点电荷变化量ΔQ可由式（5）表示。

显然当ΔV的浮动最大，中点电荷的变化最大。ΔV的最大浮动范围ΔVmax由式（6）表示。

由式（4）～式（6），在调制度、输出功率以及直流侧电容容值Cc确定的情况下，就可以选取合适的ΔV阈值以保证中点电位不会过大浮动或者频繁超过阈值而导致大电流不开关角度减小。

3.3 小区间过渡时的矢量切换方式

三电平调制方法采用的矢量序列要满足两个基本条件，否则将失去三电平的优势，甚至退化为两电平：①前后两个矢量切换时，同一相不能出现 P与N之间的直接切换。②前后两个矢量切换时，不能出现任何两相同时都有开关动作。

显然，小区内的方式切换是满足两个基本条件的，下面研究小区之间的矢量切换是否满足两个基本条件。

矢量计算公式

式中

设ua、ub、uc为三相正序市电，由式（7）可得，稳态运行时Vref逆时针旋转；当调制度M≤1时，有；当过调制时根据其角度采用相应扇区的4小区或5小区的矢量。

根据refV的不同取值，会有不同的小区间过渡可能，以第一扇区为例，见表2。

表2 第一扇区和相邻扇区间可能的小区过渡Tab.2 Transition between sections of first sextant

由表2可推出，小区过渡的前后矢量序列方式随意切换，否则不能满足两个基本条件，例如小区1.2方式1向小区1.3方式0切换时就不能满足基本条件；另外当Vref出现跳变也可能导致小区过渡不能满足两个基本条件。为此，可令后矢量序列在小区过渡时按固定的方式切换，之后再由小区内部根据中点电位平衡需要和大电流不开关原则选择矢量序列方式。参考电压矢量在这些小区之间过渡时，如何采用方式0或方式1来实现前后矢量切换且符合两个基本条件，可通过表3来表示。

表3 小区间过渡时的矢量序列方式Tab.3 Vector sequence modes of transition between sections

表 3a为第一扇区内小区间由上向下过渡时应采取的矢量序列方式，表3b为不同扇区间小区过渡时应采取的矢量序列方式。“0”表示切换时应使用方式 0；“1”表示切换时应使用方式 1；“Any”表示切换时使用任意方式都是可行的；“×”表示正常运行不可能出现的矢量切换区域；在 1.4小区切换到1.5小区时写的“11 00”表示若前矢量序列是按方式0运行那么后矢量序列也应该采用方式0；在由1.0小区过渡到1.5小区的黑色框体表示两者之间若直接切换是无法满足前后矢量切换的两个基本条件的，可以在发生1.0小区与1.5小区之间的相互过渡时，强制把后矢量序列替换为1.2小区的矢量序列，这样虽然会发生振动，但不会违反两个基本条件。

在此条件下，整个系统可以应用三电平5段式的调制方法正常运行，控制中点电位平衡，并且减少开关次数，提高效率。

4 仿真验证

以图1所示三相三电平NPC并网逆变器架构作为本文仿真和实验的拓扑结构。用Matlab/Simulink软件对本文所提出的调制方法进行仿真研究，控制算法基于Matlab中的可编程块S-Function实现。相关仿真参数为：并网直流侧输入电压Vdc=600V，即调制度M约为0.89，输出功率10kW，三相市电相电压为 220V/50Hz，直流侧电容C1=C2=9 00μF ，开关频率为 19.2kHz，ΔV的阈值VthH=10V、VthL=−10V。

仿真中图 5为线电压Uab输出脉宽波形，线电压没有出现较大跳变的情况，可知本文所提的调制方法在矢量切换时满足两个基本条件。

图5 线电压输出脉宽仿真波形Fig.5 Simulation waveform of output line voltage PWM

图6为A相输出电流以及开关管Sa1、Sa4的脉宽仿真波形，图中开关器件在该相大电流区有2.86ms（51.48°）不动作，由此可推出此调制方法有效地较大程度地降低开关损耗。

图6 输出电流和开关管脉宽调制仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output current and switches PWM

图7所示为直流侧电容电压波形和电容电位差ΔV波形，直流电容电压在300V±5V内浮动，ΔV在±10V内浮动，中点电位控制在合理范围内。

图7 直流侧电容VC1、VC2电压和ΔV仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of bus capacitors voltage and ΔV

5 实验验证

为进一步验证本文所提的不连续SVPWM调制方法的有效性，研制了一台三电平并网逆变器进行实验验证，并与传统的七段式调制方法进行效率对比。其电路元件与仿真参数相同，选用 TI公司的TMS320F2812作为主控制芯片；主功率开关器件为FGL40N120型号的IGBT；测量工具选用Tektronix TDS5104B型示波器、Tektronix TCPA300型电流探测仪和Sapphire Instruments SI-9110型电压隔离探棒。

图8是A相的电流、Sa1脉宽、线电压Uab和直流侧电容C1的电压实验波形，由图可看出，线电压Uab没有太大的幅值跳变，VC1在10V±内浮动。

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

图9是A相电流和开关管Sa1、Sa4脉宽实验波形，由图9可看出，在大电流区域开关管的不动作时间有 2.845ms，即不开关角度约有 51.21°，可以有效的降低开关损耗。

图9 电流实验波形和Sa1、Sa4脉宽实验信号Fig.9 Experimental waveforms of current and switch PWM

表4是传统7段式调制方法和实现中点电位调整及大电流不开关的5段式调制方法之间的10组效率对比数据，其中Pi、Po分别为输入输出功率。由表可以看出当实现大电流不开关原则时，效率比传统7段式提高了约为0.5%。

表4 效率对比Tab.4 Comparison of efficiency

6 结论

本文针对三电平 NPC逆变器降低开关损耗和控制中点电位平衡问题，提出一种新型的不连续空间矢量调制方法。

（1）根据基本矢量对中点电位的影响分为的两种矢量序列方式，通过滞环控制切换矢量序列方式来调整中点电位平衡。

（2）减少了开关器件在大电流区域的开关次数，实现大电流不开关，较大程度地降低开关损耗。该调制方法与三电平七段调制算法相比，效率提高了约0.5%。

（3）仿真和实验结果表明本文所提出空间矢量调制方法的可行性和有效性。

[1] 宋强, 刘文华, 严干贵, 等. 基于零序电压注入的三电平 NPC逆变器中点电位平衡控制方法[J]. 中国电机工程学报, 2004, 24(5): 57-62.

Song Qiang, Liu Wenhua, Yan Gangui, et al. A neutralpoint poterntial balancing algorithm for three-level NPC inverters by using analytically injected zerosequence voltage[J]. Proceedings of the CSEE, 2004,24(5): 57-62.

[2] 胡存刚, 王群京, 李国丽, 等. 基于虚拟空间矢量的三电平 NPC逆变器中点电压平衡控制方法[J].电工技术学报, 2009, 24(5): 100-107.

Hu Cungang, Wang Qunjing, Li Guoli, et al. A neutralpoint potential balancing algorithm for three-level inverter based on virtual-space-vector[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(5): 100-107.

[3] Akagi H, Hatada T. Voltage balancing control for a three-level diode-clamped converter in a mediumvoltage transformerless hybrid active filter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(3):571-579.

[4] 张志, 谢运祥, 乐江源, 等. 消除中点电位低频振荡的三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法[J]. 电工技术学报, 2011, 26(3): 103-109.

Zhang Zhi, Xie Yunxiang, Le Jiangyuan, et al.SVPWM method of removing the low-frequency oscillations of neutral point voltage for three-leve NPC inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(3): 103-109.

[5] 翁海清, 孙旭东, 刘丛伟, 等. 三电平逆变器直流侧电压平衡控制方法的改进[J]. 中国电机工程学报,2002, 22(9): 94-97.

Weng Haiqing, Sun Xudong, Liu Congwei, et al.Improvement on DC-voltage balance control method of three-level inverter[J]. Proceedings of the CSEE,2002, 22(9): 94-97.

[6] 周京华, 沈传文, 苏彦民, 等. 多电平逆变器不连续空间矢量调制策略的研究[J]. 电力电子技术,2005, 39(5): 15-17.

Zhou Jinghua, Shen Chuanwen, Su Yanmin, et al.Research on multi-level inverter discontinuous space vector modulation strategies[J]. Power Electronics,2005, 39(5): 15-17.

[7] Dalessandro L, Round S, Drofenik U, et al. Discontinuous space-vector modulation for three-level PWM rectifiers[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2008, 23(2): 530-542.

[8] Nguyen N, Nguyen B, Lee H. An optimized discontinuous PWM method to minimize switching loss for multilevel inverters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2011, 58(9): 3958-3966.

[9] 张桂斌, 徐政. 最小开关损耗 VSVPWM 技术的研究与仿真[J]. 电工技术学报, 2001, 16(2): 34-40.

Zhang Guibin, Xu Zheng. Study and simulation of minimum switching losses VSVPWM technique[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2001,16(2): 34-40.

[10] 吴洪洋, 何湘宁. 多电平载波 PWM 法与 SVPWM法之间的本质联系及其应用[J]. 中国电机工程学报,2002, 22(5): 10-15.

Wu Hongyang, He Xiangning. Relationship between multilevel carrier-based PWM and SVPWM and its applications[J]. Proceedings of the CSEE, 2002, 22(5):10-15.

[11] 姜卫东, 杜少武, 史晓锋, 等. 中点钳位型三电平逆变器空间矢量与虚拟空间矢量的混合调制方法[J]. 中国电机工程学报, 2009, 29(18): 47-53.

Jiang Weidong, Du Shaowu, Shi Xiaofeng, et al.Hybrid PWM strategy of SVPWM and VSVPWM for neutral point-clamped three-level voltage source inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(18):47-53.

[12] 束满堂, 吴晓新, 宋文祥, 等. 三电平逆变器空间矢量调制及其中点控制的研究[J]. 电气传动, 2006,36(8): 26-29.

Shu Mantang, Wu Xiaoxin, Song Wenxiang, et al.Research on SVPWM method and its neutral-pointpotential control for three-level neutral-point-clamped(NPC) inverter[J]. Electric Drive, 2006, 36(8): 26-29.