三相电流源型变流器输出电流纹波抑制策略

穆 蓝，肖蕙蕙，2，郭 强，2，李 山，2，周琛力

（1.重庆理工大学电气与电子工程学院，重庆 400054；2.重庆市能源互联网工程技术研究中心，重庆 400054）

按照直流侧储能形式的不同，脉宽调制（pulse-width modulating，PWM）变流器分为电压源型变流器（voltage source converter，VSC）和电流源型变流器（current source converter，CSC），两者拓扑遵循对偶原则［1］。VSC因其直流侧元件储能效率高、元件体积小等因素被广泛应用，早期的研究及应用主要以VSC为主［2］。随着宽禁带半导体器件研究的不断深入，限制CSC储能的问题得以有效解决，与基于Boost升压原理的VSC相比，基于Buck降压原理的CSC优势在于直流侧电压可调。电力电子变流器作为负载与电网的接口，因其强非线性特性在运行时也向电网注入大量高次谐波，从而降低系统电能质量。其中，对中小功率等级变流器研究主要集中在怎样降低功率半导体的开关损耗以及提高变流器恒流、恒压的输出性能上。因此，如何有效减少变流器产生的网侧电流谐波，合理抑制直流侧电感电流纹波显得尤为重要。在工程实际应用中通常采用增大电感值或提高开关频率等方法减小直流侧电流纹波，但增大电感不仅会降低装置动态响应，体积变大也使经济效益减小。提高开关管频率会增加开关管损耗，降低变流器效率。因此，在不增加损耗和成本的前提下，有效减小电感电流纹波，降低网侧谐波成为近年来的研究热点。李宁等［3］基于电压源型整流器提出一种通过合理控制扇区过渡的12扇区空间矢量调制方法，配合直接功率控制解决了瞬时功率异常波动的问题，但该方法主要是控制策略起主导作用，未体现调制技术的优越性。Baumann M等［4］基于 Buck／Boost组合型变流器拓扑提出一种与传统6扇区矢量序列不同的调制方法，通过优化分配零矢量从而有效减小直流侧电流纹波，但由于开关频率增大，使得系统功率损耗增加。He y［5］提出一种新型零矢量序列交替的调制策略，该方法通过减小直流侧电感电流纹波进而降低网侧电流谐波，但此调制技术略显复杂，工程实现有一定难度。董砚［6］采用一种新型双闭环控制策略，外环为直流恒流控制，内环由比例谐振控制与低次谐波补偿相结合的方式有效实现在不平衡电网下，对网侧电流进行无静差跟踪，对直流侧电感电流纹波有一定抑制。虽然仿真和实验结果能够体现该策略的有效性，但未量化分析电流纹波的变化。

本文首先基于三相电流源型变流器的数学模型，分析了传统6扇区空间矢量调制技术。在此基础上提出一种新型12扇区空间矢量调制序列，详尽分析了从参考电流矢量所在位置判定对应扇区，计算各段电流矢量动作时间，再到选取最优开关顺序的换流过程。然后，分析了传统6扇区在时域模式下的电流纹波表达式，阐述传统调制方法存在的问题，并与12扇区时域表达式进行量化分析。最后，通过实验对比了两种调制策略在网侧电流跟随性、网侧电流频谱分析和直流侧电感电流纹波抑制能力等性能。

1 CSC系统工作分析

1.1 三相电流源型变流器拓扑结构建模

三相CSR主拓扑结构如图1所示，网侧电感L和电容C构成二阶低通滤波，可以滤除电网高次谐波［5］。ea、eb、ec为电网电压，ia、ib、ic为网侧电流，isa、isb、isc为交流侧输入电流，开关器件 Sk（k＝1，2，…，6）由 IGBT与二极管串联组成，控制电流的导通与关断。直流侧Ldc作为储能电感，Df续流二极管为电感Ldc续流，防止开光管故障时造成开路，简化控制逻辑。直流侧电容Co为稳压器件防止电压过快降低，RL为输出负载，m为调制函数。

图1 三相电流源型变流器拓扑结构线路图

三相CSC直流侧电感回路不允许突变，因此需采用三值逻辑信号发生技术，用σk表示三相CSC各桥臂开关管的导通、关断状态，其中k＝a，b，c，定义为：

由伏秒平衡原理和安秒平衡原理可得：

1.2 传统6扇区空间矢量调制方法分析

在三相电网平衡时，定义电流空间矢量为：

式中：iα、iβ为交流电流矢量在α-β坐标系下的电流分量。三相电流源型变流器包括9种状态量，其中6种有效矢量（I1-I6）和3种零矢量（I7、I8、I9）如图2（a）所示。根据空间矢量调制合成原则，位于复平面中任何一个扇区的电流参考矢量Iref可由相邻两个有效矢量与一个零矢量合成得到。当矢量I1作用时，a相上桥臂开关管（S1）导通，c相下桥臂开关管（S2）导通。当矢量I7处于有效状态时，a相上、下桥臂开关管同时导通，此时等效为直流侧电流无需流经开关管，直接与Df形成续流回路。在扇区Ⅰ中，参考电流矢量Iref由I1、I6与I7合成而得。

图2 6扇区电流矢量分布与扇区判断示意图

将1个工频周期的三相电网电压以逆时针方向分为6个扇区如图2（b）所示，不同扇区内电压值大小不同，每个区间中保证有任意两相电压幅值、符号相同，而另一相符号相反。以扇区Ⅰ为例，当I1工作时，变流器输出电压udc＝vab，全部线电压幅值表达式为：

式中：Vi为线电压幅值；ω为基波角频率。开关状态与输出电压关系见表1。推导正弦定理计算矢量作用时间表达式：

式中：T0、T1、T2分别为零矢量和有效矢量的作用时间；θ为参考矢量角度；m*为调制比；I*为电流峰值；idc为直流电流值。

1.3 传统方案纹波分析

直流侧电感电流纹波作为变流系统重要性能指标，其纹波表达式如下：

式中：变流器输出电压值udc取决于相应电流矢量作用时对应的线电压值大小；uo为直流侧输出电压；Δt为电流充放电时间，分析电路如图3所示，电流矢量作用时对应开关状态和输出电压如表1所示。

图3 纹波分析电路示意图

表1 开关状态与输出电压

由图2所示，横轴为参考电流矢量的旋转角，纵轴为有效矢量作用时变流器输出电压，顺序如表1所示。Ⅰ扇区电流纹波趋势如图4所示。对扇区Ⅰ进行分析，电流矢量I6、I1、I0分别作用的输出电压表达式：

联立式（1）～（8）得到直流侧电感电流纹波表达式：

图4 Ⅰ扇区电流纹波趋势图

2 12扇区空间矢量调制

为了降低直流侧电流纹波，使得网侧谐波进一步减小，提高功率因数，在6扇区空间矢量调制基础上进行优化，提出一种新序列12扇区空间矢量调制策略。

2.1 12扇区划分

将一个工频周期的三相电网电压以逆时针方向分为12个扇区如图5（b）所示，该策略同样有6种有效矢量（I1-I6）和3种零矢量（I7、I8、I9）。

图5 12扇区电流矢量分布与扇区判断示意图

从三相电网电压在每个对应扇区下的大小关系，可以判断该扇区内开关管的导通情况，每个扇区中保证有任意两相电压幅值、符号相同，而另一相符号相反。如ea＞0＞eb＞ec则对应电流矢量在扇区Ⅰ，ea＞eb＞0＞ec则判断电流矢量在扇区Ⅱ。将各个扇区内相电压大小关系归纳在表2中。

表2 相电压大小关系与所对应扇区数

2.2 12扇区开关模态分析

提出方案能显著简化换流过程，从而减少功率器件的开关损耗，合理地协调电流有效矢量与零矢量顺序，矢量序列如表3所示。

表3 扇区对应开关动作序列

1）t1时刻I1矢量作用，扇区Ⅰ中ea＞eb＞ec，S1一直导通，S6开通时b点电位高于c点电位，S6实现零电流导通。

2）t2时刻I6矢量作用，开关管由S2换向至S6见图6（a），S2在关断过程中电流与电压产生交叠，产生关断损耗［7-8］。

3）t3时刻I0矢量作用，开关管S3与S6同时导通，开关管从S1换向到Df与负载构成续流回路，导致S1有了关断损耗见图6（b）。

4）t4时刻I6矢量作用，开关管由Df换向至S1，S6一直导通，电流从n电位点流向b电位点，导致S1有了导通损耗，Df有了反向恢复损耗。

5）t5时刻仍为I6矢量作用，由于b点电位比c点电位大，电流换向使得S2有了导通损耗，S6串联二极管产生反向恢复损耗见图6（c）。

6）在t6时刻I1矢量作用，开关管由S6换向至S2，电流由b电位点流向n电位点，串联二极管处于反向截止状态，S6实现零电流关断见图6（d）。

图6 变流器工作模态线路图

同理可分析其他扇区内开关模态，将开关动作序列结果归纳在表2中。如图7所示，这种换流顺序使开关管动作时损耗减小，系统效率得到提高。

图7 开关动作矢量序列示意图

2.3 提出方案纹波分析

根据参考矢量所在扇区时的有效矢量合成情况，通过安秒平衡法与正弦定理计算得到有效矢量的作用时间，其中奇数扇区作用时间表达式：

式中：θ∈（0，π／6），Tz、Tz+1、Tz+2分别为有效矢量以及零矢量作用时间。

偶数扇区作用时间表达式：

式中：θ∈（-π／6，0），Tz、Tz+1、Tz-1分别为有效矢量以及零矢量作用时间。

当参考电流矢量位于扇区Ⅰ时，得到I6、I1与I0分别作用时变流器输出电压表达式：

联立式（10）～（12），得到直流侧电感电流纹波表达式：

当参考电流矢量位于扇区Ⅱ时，得到I2、I1与I0分别作用时变流器输出电压：

同理，得到直流侧电感电流纹波表达式：

图8 Ⅻ扇区电流纹波趋势

3 实验结果分析

为进一步验证所提出调制策略的可行性，搭建电流源型变流器实验平台如图9所示，实验参数见表4。网侧电压传感器与直流侧电流传感器采用LEM霍尔传感器其型号分别为LV25-P，HAS50。开关功率模块选用英飞凌FF100R12RT4二合一IGBT，耐压值VCES＝1 200 V，可持续导通电流大小为100 A。

表4 CSC实验参数

图9 三相CSC实验平台

传统方案波形如图10（a）所示，由直流侧输出电压、直流侧电感电流纹波和变流器输出电压组成，直流侧电感电流纹波峰峰值为0.21 A，变流器输出电压udc中参杂少量谐波。所提方案的实验波形如图10（b）所示，变流器输出电压udc谐波得到有效减少，电感电流纹波峰峰值为0.12 A，纹波得到有效抑制。两种方案下a相网侧电压、电流波形如图11所示。由于直流侧电流纹波减小，变流器网侧电流谐波受直流侧电流纹波影响而显著降低，且相位与电网电压一致，实现高功率因数变流。

图10 传统方案与所提方案直流侧电感电流纹波形

图11 a相网侧电压、电流波形

2种方案的网侧电流频谱分析如图12（a）、图12（b）所示，电流谐波频谱主要分布在基波频率处和开关频率处，不难看出，提出方案在开关频率处（10 kHz）的谐波比传统方案的谐波低。不仅如此，传统调制策略使网侧电流更加畸变，THD值为3.72%，而提出调制策略THD值仅为2.61%，畸变得到有效改善。

图12 a相网侧电流频谱分析图

4 结论

根据三相电流源型变流器数学模型分析，得到电感电流纹波表达式，在6扇区空间矢量调制的基础上提出一种减小网侧电流谐波，抑制直流侧电流纹波的新型调制序列，并对传统方案和提出方案从扇区划分到开关管序列的调制过程进行详细分析。原调制方法不仅电感电流纹波较大，网侧电流跟随性也受到影响，而新型调制序列不仅能减小电流纹波，还优化了网侧电流波形，合理地协调矢量序列使得开关管的动作次数减少，使得开关管导通、关断损耗降低。本文的理论分析和实验结果证明了所提方案的有效性，在提高直流侧输出性能上有较为明显的优势。