多道瞬变电磁法发射机供电关键技术研究

王旭红， 张一鸣， 刘 蔚

(北京工业大学 信息学部, 北京 100124)

经过多年的勘探开采，浅部金属矿产资源已大幅减少，金属矿找矿的主体正在向深部矿、隐伏矿发展[1]，多道瞬变电磁法(MTEM)在深部探矿中发挥着重大作用[2-3].近年来，国内电法勘探仪器的研究取得了很大进展[4-5]，但市场上仍缺少自主研发的产品，国外进口仪器仍占主流地位，这为我国电磁法勘探的可持续发展带来了严重阻碍.在电磁勘探中，发射机的负载为大地，其负载阻抗随输出频率的增加呈指数增长，其输出电磁波振幅会随频率增加呈指数型衰减.随着深度的增加，探测结果的分辨率会迅速降低，因此探测深部矿、隐伏矿的关键是大幅提高输出信号的强度，增大发射机的输出功率.同时，在野外实际勘探中，为了便于勘探设备的搬运转移，发射机的体积和重量不能过大，这就需要提高发射机的功率密度.

目前，市场上主要使用的发射机有加拿大凤凰公司的TXU-30(最大输出功率20 kW，电流范围 0.5～40 A)，美国ZONGE公司的GGT-30(最大输出功率25 kW，输出电压50～1 000 V).其中，GGT-30采用AC/AC/DC/AC的拓扑结构，为减小发射机的体积和重量，该仪器配备了专用的400 Hz发电机组；而TXU-30采用AC/DC/AC/DC/AC的拓扑结构，配备了线电压220 V的发电机组.上述发射机主要存在以下3个缺陷：① 对于我国380 V/50 Hz的电力系统而言，第一级的输入电源通用性不强，发电机一旦损坏，无法迅速找到替代品；② GGT-30的相控整流-逆变技术和TXU-30的不控整流-逆变技术，均为硬开关技术，损耗大，效率低，重载情况下电应力高，电磁干扰严重；③ 输出功率小，无法满足深部探测的需要.

本文研制的电磁发射机，输入电源为380 V/50 Hz，通用性强.针对可变负载，电压能够调整迅速，保证系统输出电流最大.该发射机的拓扑结构为AC/DC/AC/DC/AC，其中在DC/AC/DC环节采用了一种新型双路有源软开关技术，系统损耗小，效率高，大大提高了发射机的功率密度，实现了 1 000 V/50 A的大功率输出.为降低损耗，减小功率器件的电应力，降低电磁干扰，发射机的DC/AC/DC环节采用了移相全桥软开关变换器.移向全桥变换器利用饱和电抗器或变压器漏感中的储能，实现主开关管的零电压开关(ZVS)，减小了开关管的电应力和开关损耗，为变换器效率的提升创造了条件[6-9].但是，这种无源软开关变换器有在轻载情况下不能实现软开关的缺陷，输出范围窄.为解决上述缺陷，文献[10]提出增加变压器原边励磁电流的方法来实现轻载情况下功率管的ZVS.由于增加了一个励磁电流，不仅加大了功率管的通态损耗，而且增大了变压器的磁芯损耗，同时由于励磁电流与负载无关，虽然该方法实现了轻载下主功率管的ZVS，但使得变换器输出效率低.文献[11]提出增大谐振电感值的方法实现主功率管的ZVS，但是较大的谐振电感会造成变压器副边较大的占空比丢失，且在高频整流桥处容易产生振铃现象.为了减小变压器副边占空比的丢失，文献[12]采用了饱和电抗器，但是这种方法只适用于小功率场合.在大功率输出时，饱和电抗器的磁芯发热严重，不仅造成损耗的增加，还会给系统的运行带来风险.在大功率场合，为实现全负载范围内的ZVS，文献[13-15]介绍了多种辅助电流源网络，辅助电流源与变压器原边电流同时给主桥臂的谐振电容充放电，实现开关管在很宽的负载范围内的ZVS，但这些拓扑结构存在负载范围相对较窄、环流损耗大等问题，虽然在一定程度上拓宽了负载范围，但是增加了电路损耗.文献[16]的拓扑虽然解决了辅助回路环流损耗问题，但是主回路谐振电感的缺失导致超前桥臂无法实现ZVS.另外，上述辅助电流源网络只考虑了滞后桥臂ZVS的问题.在地质勘探领域中，负载会随输出频率实时变化，当输出电流进一步减小，使得变压器漏感和滤波电感中的储能不能保证超前桥臂实现ZVS时，也会带来损耗增加.文献[17-18]的有源辅助网络，虽然能够帮助超前桥臂实现ZVS，但不能保证超前桥臂在全负载范围内都能实现ZVS，且该种方法会导致辅助回路续流时间长，变换器通态损耗增加.

本文提出了一种新型双路有源软开关变换器，可在无源软开关、单路有源软开关和双路有源软开关3种模态之间切换，实现了系统全负载范围内的ZVS.另外，辅助电流源网络中截止二极管和辅助绕组的设计，使超前辅助管实现ZVS，滞后辅助管实现零电流开关(ZCS)，且只有在主开关管切换时，辅助回路中才有电流.该设计减小了辅助回路电流的有效值，降低了辅助回路的导通损耗和开关损耗，提高了变换器的效率和功率密度.

1 MTEM发射机的系统结构与功率单元

图1 MTEM发射机的系统框图Fig.1 System block diagram of MTEM transmitter

如图1所示，本发射机系统包括发电机组、三相半控整流滤波单元、逆变单元、高频整流单元、电压电流采样、GPS授时、伪随机信号生成电路等.三相发电机组输出380 V/50 Hz交流电，经过三相半控整流桥H1后，转变为低压直流电，然后电流流经逆变桥H2、高频整流桥H3后，转变为高压直流，最后，经过逆变桥H4转变为频率可变的高压交流，通过电极输送给大地负载.其中，在H2和H3部分，高频变压器采用双路输出结构.与单路输出相比，该结构不但可以增大输出电压、电流的控制精度，而且可以降低高频整流桥开关过程中承受的电压、电流应力，为器件选型带来方便.同时，若串联继电器S1闭合，本发射机的最大电压可达 1 000 V，最大电流可达50 A，若并联继电器S2闭合，使其输出两路并联，则最大输出电流可达100 A，电压500 V，以实现低压大电流的输出，方便仪器后续的改进和拓展，使其能够适用更广泛的工况条件.

通过上述分析可知，DC/DC变换器为MTEM发射机的功率核心部分，其运行稳定性和效率直接影响发射机的性能.为方便分析，将图1中变压器副边的双路输出简化为单路输出，同时将逆变桥H4去掉，用可变电阻替代，如图2所示.

图2 双路有源软开关变换器的拓扑图Fig.2 Topology of proposed converter

图3 双路有源软开关变换器的时序图Fig.3 Sequence diagram of proposed converter

图2给出了新型双路有源软开关变换器的拓扑图，其中Q1、Q2组成了超前桥臂，Q3、Q4组成了滞后桥臂，谐振电容C1、C2、C3、C4与谐振电感Lr产生谐振，保证主功率管实现ZVS.DR1、DR2、DR3、DR4组成了高频整流桥，电感L和电容C组成了低通滤波电路，保证变换器输出电压、电流的平稳.Q3a、Q4a、C3r、C4r、D5a、D6a、电感Lr2和辅助绕组Tr2，组成了滞后辅助桥臂，当输出的负载电流小于一定值时，保证滞后桥臂实现ZVS.Q1a、Q2a、C1a、C2a、D7a、D8a和电感Lr1组成了超前辅助桥臂，当输出的负载电流进一步减小时，保证超前桥臂实现ZVS.

图3给出了变换器不同工作模态下的主要波形，Vg1、Vg2、Vg3、Vg4分别是超前桥臂和滞后桥臂的驱动波形.Vg1a、Vg2a是超前辅助桥臂的驱动波形，在Q1管(或Q2管)关断之前，开启Q2a(或Q1a)，给电感Lr1充电，在Q2(或Q1)开启之后，关断Q2a(或Q1a)，从而实现超前桥臂的ZVS.Vg3a、Vg4a是滞后辅助桥臂的驱动波形，在Q4(或Q3管)关断之前，开启Q3a(或Q4a)，给电感Lr2充电，在Q3(或Q4)开启之后，断开Q3a(或Q4a)，保证滞后桥臂实现ZVS.其中，在滞后桥臂的中点B和滞后辅助桥臂谐振电容的中点D之间串联一个辅助绕组Tr2，其同名端如图2中所示，利用高频变压器T的电压换向过程，为滞后辅助桥臂提供一个与电流iLr2方向相反的电动势，保证滞后辅助桥臂实现ZCS，减小辅助桥臂的损耗.由于反向截止二极管D5a、D6a的作用，只有辅助管开通时，辅助回路才有电流，其他时刻电流为0，大大减小了辅助回路和滞后桥臂的导通损耗.

2 双路有源软开关变换器的工作原理

根据图3，在一个工作周期内，变换器有18个工作模态.为了简化分析过程，假设：

(1) 变换器中所有的开关管、二极管、电感、电容、变压器等均为理想元件；

(2) 超前桥臂的谐振电容C1=C2=Clead，滞后桥臂的谐振电容C3=C4=Clag，超前辅助桥臂的谐振电容C1a=C2a=Caux1，滞后辅助桥臂的谐振电容C3r=C4r=Caux2；

(3)L≫Lr/K2，其中L是输出滤波电感，K是变压器原副边的匝比；

(4) 定义Q1、Q2为超前管，Q3、Q4为滞后管，Q1a、Q2a为超前辅助管，Q3a、Q4a为滞后辅助管.

模态1(0～t0):如图4(a)所示，在此时间段内，超前管Q1和滞后管Q4导通，高频整流管DR2、DR3导通，变换器向负载传递能量，此时变压器原边电流为ip.在t0时刻，超前辅助管Q2a打开，给电感Lr1充电，保证超前管Q2实现ZVS.

模态2(t0～t1):如图4(b)所示，超前管Q1和滞后管Q4依然开启，高频整流管依旧是DR2和DR3导通.在t0时刻，Q2a开启，电流经过Q1、Lr1、D8a和Q2a回到电源负极，电感Lr1实现充电储能.

模态3(t1～t2):如图4(c)所示，在t1时刻，超前管Q1关断，电流ip和超前辅助桥臂中的电感电流iLr1，共同给谐振电容C1充电，同时电容C2被放电，由于C1的作用，超前管Q1实现零电压关断.在t2时刻，电容C2的电压降为0，超前管Q2的反向并联二极管D2自然导通，逆变桥输出AB两端的电压vAB下降为0.在模态3内，谐振电感Lr和滤波电感L是等效串联关系，当负载电流IL在一定的范围内时，等效的原边电流近似不变，此时变压器原边电流ip，谐振电容C1电压为

(1)

模态4(t2～t3): 如图4(d)所示，在t2时刻，D2自然导通后，Q2开启，但此时超前管Q2中没有电流，变压器原边电流ip和电感电流iLr1经D2流通，由于二极管D2的钳位作用，超前管Q2实现ZVS.

模态5(t3～t4): 如图4(e)所示，在t3时刻，辅助管Q2a关断，由于谐振电容C2a的作用，辅助管Q2a实现ZVS，二极管D2持续续流，在此时间段内，变压器原边电流ip等于折算到原边的滤波电感电流.逆变桥输出电压vAB为0，在t4时刻，在滞后管Q4关断之前，滞后辅助管Q3a开启.

模态6(t4～t5): 如图4(f)所示，在t4时刻，电流经过辅助管Q3a，反向截止二极管D5a，谐振电感Lr2，辅助绕组Tr2，滞后管Q4，流回电源负端，辅助电感Lr2实现充电储能，AB两端的电压依旧为0，在t5时刻，滞后管Q4实现ZVS.电感Lr2中的电流为

iLr2(t)=VIN(t-t4)/Lr2

(2)

式中：VIN为变换器输入的直流母线电压.

模态7(t5～t6): 如图4(g)所示，在t5时刻，滞后管Q4关断，此时电流ip和iLr2共同给C4充电，同时C3被放电，在t6时刻，谐振电容C3电压下降为0，滞后管Q3的反向并联二极管D3自然导通.

此时间段内，谐振电容C3和vC3r的电压为

(3)

vC3r(t6)=-VIN/naux

(4)

式中：naux是变压器原边与辅助绕组的变比.

由式(3)和式(4)可知，vAB的下降沿时间为

(5)

图4 双路有源软开关变换器的工作过程Fig.4 Operation of the proposed converter

模态8(t6～t7): 如图4(h)所示，在t6时刻，二极管D3自然导通续流，虽然此时滞后管Q3导通，但Q3中并没有电流，电流ip和iLr2通过二极管D3向母线馈电，由于D3的钳位作用，滞后管Q3实现了ZVS.根据主变压器与辅助绕组的同名端及电压vAB可知，辅助绕组Tr2提供了一个与iLr2电流方向相反的电动势，使电感电流逐步降低，在t7时刻，电感电流iLr2降为0，此时滞后辅助管Q3a仍未关断.

模态9(t7～t8): 如图4(i)所示，在t7时刻，电流ip正值过零点，此时滞后管Q3和超前管Q2为电流ip提供通路，此时的ip电流太小，仍不足以为负载提供能量，4个高频整流管均导通，因此变压器原边电压为0，在t8时刻，该模态结束，高频整流管DR2、DR3关断，由DR1、DR4为负载提供能量.

模态10(t8～t9): 如图4(j)所示，在此时间段内，超前管Q2和滞后管Q3导通，高频整流管DR1、DR4导通，电流ip反向，变换器向负载传递能量.在t9时刻，在Q2关断之前，辅助管Q1a打开，给电感Lr1充电，保证Q1实现ZVS，变换器开始另一半周期的工作，工作情况类似于上述半个周期.

3 新型软开关变换器的设计与实现

设变换器在一定负载电流Iout2范围内，选定最小的能够实现主桥臂ZVS的谐振电感Lr值，即当负载电流Iout>Iout2时，变换器处于无源软开关模式，当输出负载电流继续减小，滞后管不能实现ZVS时，开启滞后辅助桥臂；当负载电流进一步减小至Iout1，超前管也不能实现ZVS时，继续开启超前辅助桥臂，从而使变换器在全负载范围内都能实现ZVS.变换器的工作模式与负载电流的关系见图5.

图5 变换器工作模式与负载电流关系Fig.5 Relationship between operating mode and load current

3.1 滞后辅助桥臂开启的条件分析

由模态6的分析可知，变压器原边电流ip等于折算到原边的输出滤波电感电流，在t5时刻，电流ip下降为I1，如图3所示，即

I1=iL(t5)/K=IL/K

(6)

在模态7内，电感Lr与电容C3、C4谐振工作，辅助回路中电感Lr2的电流为Ia，因此，电流ip和电容C4的电压分别为

(7)

由式(7)可知，当电流ip下降时，电容电压vC4上升，因此，保证滞后管Q3实现ZVS的条件是：当电容电压上升至VIN时，电流ip没有降到 -I1，或者ip下降到-I1时，电流Ia能够提供C4放电、C3充电的能量.因此，变换器在模态7结束时，电流ip和ia要同时满足

(8)

(9)

(10)

(11)

根据式(10)可知，若电流ip还没有降至-I1时，电容电压vC4已经升至VIN, 要实现滞后管的ZVS，需满足

vC4(t)=(I1+Ia)Z1sinw1(t-t5)≥VIN

(12)

为了减小占空比的丢失，应使(I1+Ia)Z1的值尽可能的小，因此sinw1(t-t5)的值应选择在 0.9 至1之间，式(12)可表达为

(I1+Ia)Z1≥VIN

(13)

此时，Ia与IL之间的关系式为

Ia=VIN/Z1-IL/K

(14)

由式(11)知，若电流ip降至-I1时，电压vC4没有升至VIN，要实现滞后管的ZVS，需满足

vC4(t)=

(15)

式(15)为非线性方程，很难求得解析解，根据图3的波形时序图，可将式(15)简化成

(Ia-I1)td(lag)/(2Clag)≥VIN

(16)

式中：td(lag)为滞后桥臂驱动信号之间的死区时间.

此时，Ia与IL之间的关系式为

(17)

因此，由式(14)和式(17)可知，滞后辅助桥臂电流Ia与负载电流IL之间的关系为

Ia=

(18)

3.2 超前桥臂实现软开关的条件

如图3和图4(b)所示，假设模态2结束时，变压器原边的电流为I2，由模态3的分析可知，在此时间段内，谐振电感Lr和滤波电感L是串联关系，此时原边电流ip包含了滤波电感电流，而滞后管实现软开关时间段内，则不包含滤波电感电流，即

I2=ILr+IL/K

(19)

当负载电流继续减小，在模态3的过程中，变压器原边电流ip不能等效为一个恒流源时，为满足超前管实现软开关，加入辅助电流源Ib后，原边电流ip和谐振电容C1的电压可表示为

(20)

由式(20)和模态3的分析可知，当电流ip下降时，电压vC1上升，vC2下降，保证Q2实现ZVS的条件是：当电容电压vC1上升至VIN时，原边电流ip没有降到0，或者在ip降到0时，辅助电流Ib能够提供C2、C1充放电的能量.因此，在模态3结束时，原边电流ip、电容电压vC2、辅助电流ib要满足

(21)

与滞后辅助桥臂的分析过程类似，超前辅助桥臂电流Ib与负载电流IL之间的关系为

Ib=

(22)

4 仿真与实验

发射机系统参数如表1所示.

表1 MTEM发射机参数表Tab.1 Parameters of MTEM transmitter

4.1 辅助桥臂开启与负载电流的关系

由式(18)可知，当负载电流Iout

在实际工作中，由于负载是随输出频率变化的，由低频到高频，负载阻抗可能从十几欧姆变化到上百欧姆.为保证系统在全负载范围内实现ZVS，可将图5负载电流和变换器工作模式的关系转换为系统输出功率与变换器工作模式之间的关系.为确保不同模式之间切换的可靠性，在程序的判断条件中，需要设置缓冲区，如图6中阴影部分所示，并分别用不同颜色标识出不同模式的工作区间，这样既保证了系统ZVS的实现，又保证了控制的稳定性.

图6 不同工作模式与输出功率的关系Fig.6 Relationship between operating mode and load power

4.2 辅助桥臂谐振电感值的选择与辅助绕组变比的确定

由图3辅助桥臂的驱动波形和图4(f)变换器模态6的分析可知，辅助桥臂谐振电感电流可表示为

Iaux=VINTSDaux/(4Laux)

(23)

式中：Daux为辅助桥臂开启的占空比；TS为辅助桥臂的开关周期.

在设计中，为减小损耗并保证主开关管实现ZVS，一般将vAB的上升沿(或下降沿)时间取为总开通时间Ton,max的5%，即

Tfalling=0.05Ton,max

(24)

由式(23)可知，超前辅助桥臂谐振电感Lr1=58.9 μH，滞后辅助桥臂电感Lr2=39.8 μH.根据式(5)和式(24)，确定辅助绕组的变比为 0.45.

图7 不同工作模式下，逆变桥输出vAB的波形图Fig.7 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

图8 不同工作模式下，逆变桥输出vAB的波形图Fig.8 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

4.3 仿真结果

针对上面的分析，使用Saber对该变换器模型进行仿真，结果如下：

图7(a)为系统工作在无源软开关模式，输出功率 6.10 kW时的波形图，从上到下分别为逆变桥H2的输出电压vAB，变压器原边电流ip，逆变桥H4的输出电压Vout和输出电流Iout的波形图.由于变压器原边电流太小，谐振电感储能不足，滞后桥臂硬开通，如图7(a)中红圈处所示.

图7(b)为开启滞后辅助桥臂使变换器工作在单路有源软开关模式下，输出功率 6.10 kW时的波形图.从上到下依次为vAB，ip，辅助管Q4a的电压波形和谐振电感Lr2的电流波形.从辅助管电压vQ4a和电感电流iLr2的波形可以看出，vQ4a实现了ZCS.从图7的电压vAB的波形对比可以看出，滞后辅助桥臂开启后实现了滞后管的ZVS，结果与图6工作模式分析一致.

图8(a)为系统工作在无源软开关模式，输出功率 4.15 kW时各部分的波形图.如图8(a)中红圈处所示，超前桥臂和滞后桥臂均无法实现ZVS.

图8(b)为超前辅助桥臂和滞后辅助桥臂均开启后，系统工作在双路有源软开关模式下，输出功率 4.15 kW时的波形图，从上到下依次为vAB，ip，辅助管Q2a的电压波形和谐振电感Lr1的电流波形.通过图8的电压vAB的波形对比可以看出，超前和滞后辅助桥臂均开启后，主桥臂开关管实现了ZVS，此结果与图6工作模式分析一致.

4.4 实验结果

在上述理论分析和Saber仿真结果的基础上，研制出50 kW的MTEM发射机样机，如图9所示.

图10 不同工作模式下，逆变桥输出vAB的波形图Fig.10 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

图11 不同工作模式下，逆变桥输出vAB的波形图Fig.11 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

图10(a)为无源软开关模式下，系统输出功率 5.0 kW时的波形图，该波形图与图7(a)仿真波形一致.从上到下分别为vAB，ip，逆变桥H4的输出电压Vout和输出电流Iout的波形图.从图中可以看出，超前桥臂能够实现ZVS，滞后桥臂无法实现ZVS.

图10(b)为开启滞后辅助桥臂，系统工作在单路有源软开关模式下，输出功率 5.0 kW时的波形图，与图7(b)波形一致.从上到下依次为vAB，ip，辅助管Q4a的电压波形和电感Lr2的电流波形.从vQ4a和iLr2的波形可以看出，滞后辅助管实现了ZCS.与图10中电压vAB的波形对比可以看出，开启滞后辅助桥臂后，实现了滞后管的ZVS.上述结果与图6工作模式分析一致.

图11(a)为无源软开关模式下，系统输出功率 2.88 kW时的波形图，与图8(a)一致，超前桥臂和滞后桥臂均无法实现ZVS.图11(b)为两路辅助桥臂均开启后，系统工作在双路有源软开关模式下，输出功率 2.88 kW时的波形图，与图8(b)一致.与图11的电压vAB的波形对比可以看出，超前辅助桥臂和滞后辅助桥臂均开启后，主桥臂开关管实现了ZVS.上述结果与图6工作模式分析一致.

图9 MTEM发射机工程样机Fig.9 Prototype of MTEM transmitter

图12为MTEM发射机输出的伪随机信号波形图，输出电压 1 000 V，输出电流50 A，伪随机信号的码元阶数为12，码元频率 1 024 Hz，输出功率达到50 kW，提升了发射机输出信号的强度.通过Saber仿真波形和实验波形的一致性，可以看出MTEM发射机拓扑结构的正确性和有效性.

图12 MTEM发射机输出伪随机信号波形图Fig.12 The output waveforms of MTEM transmitter

图13 各发射机的实测参数对比图Fig.13 Comparison parameters of different transmitters

4.5 效率曲线与功率参数对比

从图13(a)中可以看出，凤凰TXU-30发射机的最大效率为 83.8%，而MTEM发射机系统最大效率可达 95.3%.与无源软开关技术(图中红色测试曲线所示)相比，MTEM发射机大大拓宽了负载动态范围，实现了特殊工况条件下全负载范围输出的特性.图13(b)列出了MTEM发射机、ZONGE GGT-30发射机和凤凰TXU-30发射机的功率参数对比，可以看出，研制的MTEM发射机的输出功率得到了大幅拓展，增强了发射机输出信号的强度，为深部地质资源的勘探提供了必备条件，而且发射机功率密度的大幅提高，便于设备在野外的搬运转移，提高工作效率.

5 结语

本文提出了一种新型的双路有源软开关变换器，应用于地质勘探领域的MTEM发射机中.与传统发射机相比，改进后的发射机实现了全负载范围内主桥臂开关管的ZVS，进一步提升了系统的效率，极大拓展了系统的最大输出功率.

首先介绍了MTEM发射机的拓扑结构和原理，其次详细分析了发射机功率单元的18种工作模态过程，然后给出了发射机三种工作模式与负载功率的关系和辅助电流源网络的设计过程，最后对电磁发射机拓扑进行了Saber仿真，并通过50 kW样机的实验，验证了该变换器的正确性和有效性.该发射机通过大量的野外实验，验证了其工作的可靠稳定性，为其他更大功率发射机的研制提供有效思路.目前也存在不足的地方，如需要精简控制算法，实现单周期控制，以实现更高的稳压稳流精度等.