新型差分滤波平面倒F 天线的研究

张 胜，王 康，徐 聪，谢振江，仝梦寒

(中国矿业大学信息与控制工程学院，江苏徐州 221116)

现代无线通信系统正在向小型化、集成化、多功能化方向快速发展，将射频前端的重要器件滤波器和天线集成为一个模块——滤波天线的研究成为热点[1-9]。滤波天线的实现形式多种多样，可以在单极子印刷天线的馈线上集成滤波器实现滤波响应[1-2]，可以使用基片集成波导[3]或金属波导[4]设计滤波天线，也可以用枝节天线取代滤波器的最后一阶谐振器来综合设计滤波天线[5]。上述单端口滤波天线各有特色，但都存在抗干扰能力差、与差分电路难以兼容等问题。差分滤波天线可以有效地抑制共模噪声和减少器件间的相互干扰，可以不需要匹配电路直接连接差分射频芯片电路，同时又具有良好的滤波和辐射特性，所以极具研究潜力。一些学者使用多层差分双边平行带线[6-7]或者耦合槽垂直馈电[8-9]等形式设计差分滤波天线，但多层结构制造较复杂，剖面较高难以与平面电路集成，损耗也较高。

为了与低剖面平面电路集成和提高器件的抗干扰能力，本文设计并加工测试了两款不同级联形式的单层差分平面倒F 滤波天线。在一款基于开口环谐振器的二阶差分带通滤波器的输出端分别使用直角和斜角形式的微带线直接级联滤波器和差分平面倒F 天线，通过调节微带线获得良好的阻抗匹配，从而得到了两款差分滤波天线。本文设计的两款滤波天线厚度为0.508 mm，与平面电路易于集成，中心频率约为5 GHz，阻抗带宽约为270 MHz，通带内增益和方向图稳定，反射系数和增益频率响应曲线都具有明显的频率选择特性并且不影响通带内的辐射特性，同时都提高了通带内对共模信号的抑制效果。

1 基于开口环谐振器的差分带通滤波器

本文基于图1(a)中的正方形微带开口环谐振器设计了一款中心频率f0为5 GHz，相对带宽FBW 约为6%，带外抑制在-20 dB 以下的带通滤波器。滤波器的结构如图1(b)所示，将两个谐振器的开口相对并列放置，开口的位置和两环的间距将分别决定耦合方式和耦合强度，当开口相对时，二者之间存在较强的电耦合。利用结构的对称性在开口的反方向进行差分馈电得到了一款差分带通滤波器。

图1 (a)开口环谐振器和(b)差分带通滤波器的结构Fig.1 Structure of (a) open loop resonator and (b) differential bandpass filter

根据半波长谐振原理，谐振器总长度约为18 mm，所以设计该谐振器的内环边长lr=5 mm，环宽wr=0.5 mm。根据滤波器综合设计理论[10]，首先选择通带波纹系数LAr=0.043 dB 的二阶切比雪夫低通原型滤波器，即低通原型值为g0=1.0000，g1=0.6648，g2=0.5445，g3=1.2210。然后根据设计目标使用公式(1)-(3)计算得到外部品质因数Qe1=Qe2=12.09，耦合系数M12=0.083。最后通过调节馈线的位置t和谐振器的间距d1可获得所需的Qe和M12，仿真结果如图2 所示。随着d1的增大，两个谐振器的间距增大，两个谐振器间的耦合变弱，耦合系数越来越小；随着t的增大，馈线靠近谐振器中心，外部品质因数增大。

图2 (a)谐振器的间距d1对M12的影响；(b)馈线的位置t 对Qe的影响Fig.2 (a) The effect of resonator spacing d1on M12；(b) The influence of feeder position t on Qe

本文选用介质为RT4003C(相对介电常数为3.55，损耗角正切为0.027)，厚度h为0.508 mm 的基板进行仿真，所以微带馈线的宽度wf为1.14 mm。确定t和d1的初值后，对整个滤波器模型进行仿真优化。如图3(a)所示，调节开口长度d2可以调节滤波器的中心频率，随着d2的增大，谐振器总长度减小，滤波器的通带向高频移动，同时对滤波器的插入损耗影响不大。

经过优化，差分带通滤波器的性能如图3(b)所示，滤波器的中心频率为5 GHz，-3 dB 通带范围为4.83～5.17 GHz，相对带宽为6.8%，带外抑制达到-25 dB以下。在差模通带内共模信号被抑制到-18 dB左右，有效地提高了滤波器的抗干扰能力。

图3 (a)开口长度d2对滤波器影响；(b)差分带通滤波器性能Fig.3 (a) The influence of opening length d2on the filter；(b) The performance of the differential bandpass filter

2 滤波天线的设计

2.1 平面差分倒F 天线

如图4(a)所示，为了与上述差分滤波器集成，本文设计了一款工作在5 GHz 的差分平面倒F 天线，这款天线整体由两个对称的平面倒F 天线连接构成。根据奇偶模理论，差模信号激励时对称面可以等效成电壁，使得两个平面倒F 天线等效为短路接地；共模信号激励时可以等效为磁壁，使得两个平面倒F 天线等效成开路断开。这种设计使得天线的差模谐振频率与共模谐振频率分离，提高了天线在差模通带内对共模信号抑制能力，同时省去了倒F 天线中的接地结构，减小了加工难度[11]。

图4(a)中贴片长度la对天线的谐振频率有较大的影响，随着la的增大，天线的通带向低频移动，如图5(a)所示。由于倒F 天线是单极子天线，所以地板宽度Ws也对谐振频率有较大影响，如图5(b)所示，当Ws增大时，天线的谐振频率减小。经过参数优化，当Ws=70 mm，la=8.8 mm 时，天线的仿真结果如图4(b)所示，天线的工作中心频率为5 GHz，差模反射系数＜-10 dB 通带范围为4.68～5.62 GHz。

图4 差分平面倒F 天线的(a)结构和(b)性能Fig.4 (a) Structure and (b) performance of the differential PIFA

2.2 平面差分滤波倒F 天线

滤波器与天线之间的连接形式攸关滤波天线的整体性能，考虑到阻抗调节和共模抑制等因素，本文分别选用斜角和直角形式的微带线来级联滤波器与天线，从而得到了两款滤波天线，分别为滤波天线1(Filtenna1)和滤波天线2(Filtenna2)，如图6 所示。两款滤波天线的结构基本一致，只在虚线框标注的微带连接线部分有较大的区别。

级联部分的尺寸对于滤波天线的性能有十分重要的影响。如图7(a)-(b)所示，级联部分微带线的长度l1和宽度w1对滤波天线1 的阻抗匹配有较大的影响。经过优化，当l1=1.00 mm，w1=1.55 mm 时，滤波天线1 实现了良好的阻抗匹配。同理，如图7(c)-(d)所示，滤波天线2 中的l2和w2直接影响其阻抗匹配，当l2=3.93 mm，w2=1.30 mm 时，滤波天线2 实现了较为良好的阻抗匹配。

图5 (a)贴片长度la和(b)地板宽度Ws对天线的影响Fig.5 The influence of (a) patch length laand (b) ground floor width Wson the antenna

图6 (a)滤波天线1 和(b)滤波天线2 的结构Fig.6 Structure of the (a) filtenna1 and (b) filtenna2

图7 (a) l1，(b) w1，(c) l2，(d) w2对滤波天线的影响Fig.7 The effect of (a)l1，(b) w1，(c) l2，(d) w2on the filtennas

两款滤波天线的主要区别在于级联部分微带线的形式不同，各有优缺点。使用斜角形式级联微带线滤波天线1 在通带内共模抑制效果较好，但是进行阻抗调节时要考虑到倾斜角度，调节的步骤比较繁琐复杂。使用直角形式连接微带线的滤波天线2 进行阻抗调节时只需要考虑连接部分的长度和宽度，但通带内共模抑制效果一般。

经过参数扫描优化，滤波天线1 的主要参数如表1 所示。在滤波天线2 中Ls=34.68 mm，d1=0.41 mm，d2=2.4 mm，其余参数与滤波天线1 相同。

表1 滤波天线1 的尺寸Tab.1 Dimensions of the filtenna1 mm

3 仿真与测试结果

使用优化的参数对两款滤波天线进行建模仿真，仿真结果如图8 所示，可以看出，两款滤波天线的连接方式不同，但是性能上基本一致。中心频率都为5 GHz，-10 dB 相对阻抗带宽为5.4%，从增益频率响应曲线中可以看出，两款滤波天线通带内增益稳定，在中心频率处的增益最大约为4.1 dBi，通带外的增益被快速抑制到-25 dBi 以下。

为了更好地体现滤波天线的优势，在图8 中比较了设计的差分带通滤波器、差分倒F 天线和差分滤波倒F 天线的共模和差模性能。通过图8(a)中的共模反射系数(CMS11)曲线可以看出两款滤波天线相对于差分倒F 天线而言都有效地提高了对共模信号的抑制能力，滤波天线1 在通带范围内将共模S11从-1 dB 抑制到-0.1 dB，表明几乎所有的共模信号都被反射回去；滤波天线2 在5.08 GHz 处出现一个共模S11的极点，幅值为-0.7 dB，使得滤波天线2 对共模信号的抑制能力不如滤波天线1。

在图8(b)中示出了四个器件的差模反射系数和增益频率响应曲线，与差分倒F 天线进行比较可以发现，滤波天线的差模反射系数曲线下降沿十分陡峭，通带内增益稳定，通带外的增益被快速抑制，秉承了带通滤波器的频率选择特性。

为了验证上述滤波天线仿真结果的有效性，本文选用厚度为0.508 mm 的RT4003C 介质基板对其进行加工和性能测试，两款滤波天线的实物图如图9 所示。测试与仿真结果的比较如图10 所示，两款滤波天线的中心频率分别为4.98 GHz 和4.99 GHz，-10 dB 相对带宽分别为5.01% (4.85～5.1 GHz)和5.21% (4.86～5.12 GHz)。滤波天线的测试结果与仿真结果基本一致，略有偏差，可能是由于加工精度不足或测试误差等因素造成的。

图8 (a)共模S11及(b)差模S 参数和增益曲线仿真性能比较Fig.8 Simulated performance comparison of (a) CM S11and(b) DM S parameters and gain curves

图9 (a)滤波天线1 和(b)滤波天线2 的实物图Fig.9 Photograph of the (a)filtenna1 and (b) filtenna2

图10 滤波天线的仿真与测试结果比较Fig.10 Comparison of simulated and measured results of the filtennas

图11(a)和(b)分别为两款滤波天线在5 GHz 处的E 面和H 面方向图，可以明显地看出滤波天线在E 面和H 面上都具有全向辐射的特性。

图11 滤波天线的(a)E 面和(b)H 面方向图Fig.11 (a) E-plane and (b) H-plane radiation pattern of the filtennas

4 结论

本文设计并加工测试了两款采用不同级联形式的单层低剖面差分滤波倒F 天线。其中滤波天线1 使用斜角形式的级联微带线使得共模抑制效果较好，但阻抗调节复杂；使用直角形式级联微带线的滤波天线2阻抗调节简单，但通带内共模抑制效果一般。两款滤波天线通过调节微带线都实现了良好的阻抗匹配，具有良好滤波效果和辐射性能，同时都对共模信号有较明显的抑制效果，提高了器件的抗干扰能力。本文提出的滤波天线具有结构简单、抗干扰能力较强、易于集成等优点，可以被应用于无线通信系统中。