一种双传输零点电调滤波器的设计与实现

张 博，李虎斌

(西安邮电大学电子工程学院，陕西西安 710121)

随着通信技术的不断发展，频谱资源的利用愈加拥挤，为了能够高效地利用频谱资源，社会各界都在努力寻找新的解决办法，例如，跳频、扩频、动态频率分配等技术被广泛地采用，但是这些技术又存在众多弊端，干扰非常严重，终端设备不仅仅需要支持更加繁琐的通信制式，更要根据需求选择更加合适的频段[1-3]。电调滤波器能够很好地解决这一问题，电调滤波器能快速地跟踪频率变化，使得调谐信号快速通过，并且抑制掉不需要的信号，其具有调谐速度快、相对带宽窄、调谐范围较宽等优点。但是，目前现有的电调滤波器存在抑制度不够高、结构上采用单一的电感耦合结构等缺点，无法满足更高的远端抑制要求。

因此，本文所设计的LC 电调滤波器，是在传统电调滤波器结构上，根据混合电磁耦合传输零点产生的机理，进行结构上的调整，最终在带通滤波器的左右两端引入传输零点，使得电调滤波器在抑制性能上有了很大的改善。在低频范围内采用LC 电调滤波器可以在体积和插损上有很大的优势，因此，本文根据变形后的结构设计出30～512 MHz 电调滤波器，性能上具有低插损、带外抑制高、调谐速度快等优点。

1 LC 电调滤波器设计

1.1 电调滤波器的设计指标

本文提出的电调滤波器覆盖频率范围为30～512 MHz，分为30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 共三个频段来实现电调滤波器的宽带调频，设计指标如下:插入损耗(IL)≤1.5 dB；驻波比≤2 :1；1 dB 带宽≥10%；带外抑制(f0±15%)≥25 dBc，偏离2f0处衰减≥35 dBc。

1.2 混合电磁耦合传输零点

通过在电调滤波器谐振回路之间引入混合电磁耦合，可以在滤波器传输特性曲线中引入传输零点，从而提高滤波器的带外抑制[4-6]。图1 所示为混合电磁耦合结构图，相比于交叉耦合引入传输零点，电磁混合耦合更加适用于电调滤波器，电调滤波器一般在设计的过程当中会涉及到带宽问题，而通过电磁混合耦合能够很好地把控耦合系数从而解决这一问题。交叉耦合需要多个谐振器共同作用才能引入传输零点，并且当滤波器阶数越高，滤波器的拓扑结构会变得越复杂[1]。

图1 所示的混合电磁耦合结构图中，电耦合与磁耦合给1、2 两个谐振器之间带来两条不同的能量传输路径，这两条路径因在电磁波的传输过程当中相位相反从而引入了传输零点[7-9]。当耦合中的电耦合量和磁耦合量相当时，耦合电抗M(ω)可以反映这两种耦合，因此电耦合与磁耦合以电抗形式表示为式(1):

图1 混合电磁耦合结构图Fig.1 Structure diagram of hybrid electromagnetic coupling

式中:Lm和Cm分别表示耦合电感和耦合电容；ωm表示耦合谐振角频率。由式(1) 可以看出ω=ωm=(LmCm)-1/2为M(ω)的零点。对于串联谐振器的带通滤波器，一般采用K阻抗变换器定义[4]，耦合系数K定义为式(2):

式中:KM和KE分别为由K阻抗变换器得到的磁耦合量和电耦合量；ω0为中心角频率；L0为起始电感；Km和Kc分别为磁耦合系数和电耦合系数，且两者均对传输零点的位置产生影响。磁耦合影响时，当K＞0 时，Km＞Kc，磁耦合占主导，保持电耦合量Kc不变，减小磁耦合量Km，总耦合量K不断减小，带宽变窄，传输零点向高频移动；当K＜0 时，Km＜Kc，电耦合占主导，继续保持电耦合量Kc不变，总耦合量K减小，传输零点将移至无穷远处的频率。电耦合影响时，当K＞0时，Km＞Kc，磁耦合占主导地位，保持磁耦合Km不变，减小电耦合Kc，总耦合系数K增大，带宽变宽，传输零点将移向零频率点；当K＜0 时，Km＜Kc，电耦合占主导，继续保持磁耦合Km不变，减小电耦合Kc，总耦合系数K增大，带宽变窄，传输零点向低频移动。因此，适当地控制电耦合和磁耦合可以在滤波器两端引入两个传输零点。

1.3 新型耦合谐振电调滤波器设计

如图2 所示为新型耦合谐振电调滤波器的原理图，该电路中耦合单元采用电容电感混合耦合来实现传输零点的产生。

其中，通过调节C1和C2可以使滤波器在左右两端各出现一个传输零点，电感耦合电路为L4、L5、L6组成的π 型结构，相对于单个耦合电感而言，具有更多的可调节量和更小的耦合电感[10-11]。L1和L9实现滤波器左右两端的阻抗匹配，左右两端的变容二极管对与L3、L7组成串联谐振回路，通过调节Vtune可以实现滤波器中心频率的偏移，电调滤波器调谐范围取决于变容二极管容值的变化范围。R1和R2大小为20 kΩ，使得流过左右两端谐振回路的电流为零，C3和C4为旁路电容，作为电源的滤波电容。图2 电路结构中，变容二极管采用NXP 公司生产的BB173 和BB175，该管子低频特性好，调谐范围宽，有利于在设计中减少变容管的对数，从而减小滤波器体积大小，如表1 所示为BB173 具体性能指标。电感元件采用Coilcraft 公司生产的空芯绕线电感，该电感在低频范围具有很高的Q值，电感体积相对较小，在实现滤波器低插损性能指标中发挥重要作用，本文中主要采用的电感为Midi 系列电感，该电感具有Q值高、抗干扰能力强等优点。

图2 新型耦合谐振电调滤波器原理图Fig.2 Schematic diagram of a new coupled resonant electrically modulated filter

表1 BB173 具体性能指标Tab.1 BB173 specific performance indicators

根据图2 所示电路结构，运用ADS 软件结合上述理论得到电调滤波器在30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 的S参数仿真结果如图3 所示。图3 仿真结果表明各段滤波器插入损耗(IL)小于1 dB，回波损耗(RL)大于12 dB，1 dB 带宽大于等于10%，每一段电调滤波器的性能均可达到设计指标，由仿真结果可以看出，三段电调滤波器均在通带左右两侧产生零点，极大地改善了带外抑制性能。通过调节C1、C2的容值大小可以改变容性耦合系数，从而调节左右两端传输零点的位置，增大C1，传输零点向高频移动，带宽变窄，反之亦然；增大C2，传输零点向低频移动，带宽变窄，反之亦然。

2 电路验证与分析

2.1 实物制作

本文电调滤波器制作，板材选用FR4，介质厚度0.8 mm，相对介电常数4.5，覆铜工艺走线，50 Ω 基板走线宽度为1.2 mm，如图4 所示为其中一个频段电调滤波器实物图。

2.2 测试结果分析

使用矢量网络分析仪Agilent Technologies E5071B对三段电调滤波器进行测试，如图5 所示为电调滤波器的测试结果。三段电调滤波器的测试结果中，每一段电调滤波器都是各取四个电压点的S参数代表整个频率范围的调谐。测试结果与仿真结果基本一致，验证了电调滤波器在30～512 MHz 调谐范围内，插入损耗小于1.5 dB，回波损耗大于10 dB，在偏离中心频率2f0处衰减达到35 dBc，相对带宽大于10%，具有低插损、高选择性等特点。将图5 实测结果与图3 仿真结果进行对比得出通带内插入损耗实测结果相比仿真结果恶化了0.8～1 dB，回波损耗相比于仿真结果恶化了2～3 dB，由于左右两端传输零点的引入，使得滤波器两端抑制更加陡峭，具有良好的带外抑制特性。

图3 电调滤波器仿真结果。(a-b) 30～90 MHz；(c-d) 90～225 MHz；(e-f) 225～512 MHzFig.3 Simulation results of electric modulation filter.(a-b) 30-90 MHz；(c-d) 90-225 MHz；(e-f) 225-512 MHz

图4 电调滤波器实物图Fig.4 The physical picture of the electrically modulated filter

图5 测试结果与图3 仿真结果对比可以看出，三个频段电调滤波器均向低频偏移，大约偏移10 MHz，性能相比仿真结果稍差。分析主要原因是介电常数波动、板材自身寄生参数、元件值大小偏差等因素引起的。

3 结论

本文所设计的LC 电调滤波器是在传统结构上进行变换，通过混合电磁耦合原理，从而引入传输零点，改善了滤波器两端的抑制性能，实现了30～512 MHz频率范围的调谐。通过实测验证，三段电调滤波器通带内性能均可达到插入损耗小于1.5 dB，回波损耗大于10 dB，相对带宽大于10%，并且带外能够满足很好的抑制要求。与现有的研究成果相比，该电调滤波器的研究，大大提高了电调滤波器的带外抑制性能，并且减少了变容二极管的对数，缩小了滤波器体积。该种电调滤波器的研究为无线电台接收机前端预选模块提供了更多的选择性，具有很好的研究意义。

图5 电调滤波器测试结果。(a) 30～90 MHz；(b) 90～225 MHz；(c) 225～512 MHzFig.5 Test results of electric modulation filter.(a)30-90 MHz；(b) 90-225 MHz；(c) 225-512 MHz