基于SiC JFET的矩阵变换器仿真

王莉娜，刘丹丹

（北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院，北京 100191）

基于SiC JFET的矩阵变换器仿真

王莉娜，刘丹丹

（北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院，北京 100191）

在Saber中研究基于SiC JFET的矩阵变换器建模仿真。介绍了常通型SiC JFET相关参数的提取方法，在Saber中建立常通型SiC JFET的仿真模型。提出一种基于常通型SiC JFET的双向开关结构，可有效克服常通型SiC JFET在系统上电瞬间及辅助电源故障时易导致输入电源短路的缺点。基于所提出的双向开关结构，搭建了3×3矩阵变换器仿真模型，用MAST语言实现矩阵变换器的双空间矢量控制算法。考虑到常通型SiC JFET的开通和关断时间差异，优化4步换流策略，改善了输出波形质量。仿真结果验证了所建SiC JFET和矩阵变换器的仿真模型，以及优化4步换流策略的正确性和有效性。

矩阵变换器；碳化硅结型场效应晶体管；双向开关；变步长换流；Saber软件

矩阵变换器（matrix converter，MC）是一种先进功率变换器，可以将变频交流电直接转换成负载需要的变幅变频交流电。与目前常用的二极管整流器-直流稳压-逆变拓扑结构相比，MC具有诸多优点，如无需前端整流和稳压大电容、结构紧凑、功率密度大、便于集成；输入电流、输出电压同时可控、谐波污染小；在4象限宽速度范围内具有优良的动、静态性能；不存在直流侧单点故障等。因此，MC被认为是最具前景的功率变换器结构之一。

目前，大部分MC基于Si功率器件实现。受Si材料物理特性的限制，Si器件已经不能满足一些高压、高温及高功重比应用场合的要求。与Si功率器件相比，基于宽禁带材料碳化硅（SiC）的功率器件具有更好的环境适应性，更强的短路电流耐受力和更快的动态性能，以及更低的导通电阻和开关损耗。SiC功率器件与MC拓扑结构结合，使得开发更高效率、更高可靠性和更高功重比的功率变换器成为可能。

当前研究较多的SiC功率开关器件有SiC MOSFET和SiC JFET。虽然常规SiC JFET的常通工作特性阻碍了终端用户的喜好，但与SiC MOSFET相比，SiC JFET具有更高的电子迁移率、更小的导通电阻、更优的长期稳定性，更强的短路电流耐受力，以及较宽的门极驱动电压安全区域，且没有MOSFET氧化膜导致的可靠性问题。因此，对于高温和恶劣工作环境，SiC JFET更具潜力成为理想的SiC功率器件。

SiC JFET的工作特性、建模和测试是第3代功率半导体的研究热点之一。目前已有的建模方法［1-2］需要多个与器件半导体结构尺寸、材料性质相关的参数，如耗尽层宽度、载流子迁移率等，而现有的公开文献大多是器件的应用研究，缺少对器件本身结构和特性参数详细分析的资料，应用研究者通常难以获得具体的物理参数，很难在实践中应用上述物理建模方法进行建模。仿真软件如Saber，SPICE等提供了JFET模型，使用者只需结合SiC JFET的工作特性，设置模型的相应参数，如门限电压、沟道长度调制参数等，即可建立起相应模型。本文研究SiC JFET相关参数的提取方法，在Saber环境中建立SiC JFET模型。

常规的SiC JFET为常通型器件，即在没有栅极驱动电压时，SiC JFET是导通状态，当需要关断SiC JFET时，需要在栅源间施加足够的负电压。常断型SiC JFET为非常规的SiC JFET，由于在使用中对栅极驱动信号要求苛刻［3］，已经很难在市场上找到。

目前文献中基于常规SiC JFET的MC的双向开关大都由2个SiC JFET以共源极［4］或共漏极［5］方式直接反串联构成。由于常规SiC JFET的常通特性，这种结构的双向开关在上电瞬间和辅助电源故障时，易造成输入电源短路。

基于上述问题，本文采用常通型SiC JFET，研究了基于SiC JFET的MC仿真建模方法。在Saber环境中研究了SiC JFET的建模方法，并提出一种双向开关结构，实现了双向开关的常断特性；基于此双向开关搭建MC，采用变步长的4步换流策略，优化了输出特性。仿真结果表明，本文建立的SiC JFET和MC仿真模型可行有效，为后续研究奠定了基础。

1 SiC JFET建模

SiC JFET是一种新型器件，在Saber中没有商用元件模型，因此需采用Saber中的JFET模板，通过设置参数对SiC JFET工作特性进行建模。对应用研究者来说，通常最方便得到的数据为datasheet提供的参数，因此本文研究了基于器件datasheet的SiC JFET参数提取方法。

SiC JFET的正向直流特性如下式所示［6］：

式中：IDS为漏源电流；VGS为栅源电压；VDS为漏源电压；VT0为门限电压；β为跨导参数；λ为沟道长度调制系数。

VT0和β决定了漏极电流随栅极电压的变化，λ决定了输出电导［7］。β和VT0可以从器件的转移特性曲线中提取，λ可以从输出特性曲线中提取［8］。根据器件的datasheet，利用Saber和Matlab对转移特性曲线进行相应处理，生成的关系曲线，曲线的横轴截距即为VT0，斜率即为

根据式（1）可知，在器件输出特性曲线的饱和区有：

代入相关参数即可估算出λ。

本文中用到的SiC JFET参数为：门限电压VT0=-13.39 V，跨导参数 β=0.7 A/V2，沟道长度调制系数λ=0.01 V-1，漏极欧姆电阻RD=25 mΩ，源极欧姆电阻RS=25 mΩ，栅PN结饱和电流IS= 2E-11 A，零偏G-S结电容CGS=1 362 pF，零偏G-D结电容CGD=188 pF，PB栅结内建电势2.5 V，FC正偏耗尽电容系数0.5，KF闪烁噪声系数0，AF闪烁噪声指数1。

将参数输入Saber的JFET模型中，并对其输出特性及转移特性进行仿真，所得到的波形如图1、图2所示。仿真得到的结果与datasheet中给出的结果较为吻合。

图1 输出特性曲线Fig.1 Output characteristic curves

图2 转移特性曲线Fig.2 Transfer characteristic curves

2 双向开关

2.1 SiC JFET的直驱结构

为了解决常规SiC JFET的常通特性在工程应用中的问题，Infineon公司提出了一种弱cascode结构，又称直驱结构，将SiC JFET与1个低压p沟道MOSFET（以下简称PMOS）以共源极方式串联，SiC JFET的栅极通过1个二极管D及限流电阻R与PMOS的漏极连接，如图3所示。通过SiC JFET和PMOS门极驱动逻辑的巧妙组合，使整个开关呈现出常断型特性。在系统正常工作时，使PMOS保持导通，SiC JFET由驱动电路直接驱动。二极管D和限流电阻R构成钳位电路，用来保证在上电瞬间及辅助电源故障时，可靠关断整个开关。

图3 SiC JFET的直驱结构Fig.3 Direct drive SiC JFET topology

当正电压加到SiC JFET的漏极与PMOS漏极之间，且SiC JFET和PMOS均处于导通状态，若此时辅助电源故障，则故障瞬间SiC JFET由于其常通特性而将仍保持导通状态，PMOS由于其常断特性将关断，两端电压迅速上升。PMOS漏极电位低于SiC JFET的栅极电位，二极管导通，将SiC JFET的栅极电位钳位至PMOS的漏极电位，使得VDSPMOS=VGSJFET（VDSPMOS为PMOS的漏源电压，VGSJFET为SiC JFET的栅源电压）。当VDSPMOS上升到SiC JFET的夹断电压时，SiC JFET关断，承受主电压，PMOS两端电压约等于SiC JFET的门极夹断电压。

当正电压加在SiC JFET的漏极与PMOS漏极之间，且SiC JFET处于关断状态，PMOS处于导通状态，若此时辅助电源故障，PMOS将关断，SiC JFET仍保持关断状态。

2.2 双向开关结构

由SiC JFET直驱型拓扑构成的双向开关如图4所示，由2个直驱结构反串联而成。双向开关在辅助电源故障后的导通关断情况分析可参照前文对单个直驱结构的分析。当辅助电源故障时，处于关断状态的SiC JFET继续保持关断；对处于导通状态的SiC JFET，若双向开关所在相的电源电压大于零，则该双向开关中的顺向SiC JFET被关断，若双向开关所在相的电源电压小于零，则该双向开关中的逆向SiC JFET被关断。

图4 双向开关结构Fig.4 Topology of bidirectional switch

2.3 系统上电瞬间及辅助电源故障时的仿真

对2×1MC在上电瞬间及辅助电源故障的情况进行仿真，验证所提出的双向开关在这两种情况下不会造成输入电源短路。仿真时所用MC的结构如图5所示，Ua，Ub为输入电源电压，二者相位互差120°，有效值为220 V；输入滤波器参数为：Rfa=Rfb=10 Ω，Lfa=Lfb=800 μH，Cf=10 μF；Uina，Uinb为输入MC的电压；Sx（x∈｛a，b｝）表示a，b两相的双向开关，表示顺向开关，表示逆向开关；Uo为输出电压；ia，ib分别为a相和b相电源电流；iMCo为MC的输出电流；iload为负载电流；电流正方向定义为从电源流向负载。

图5 2×1矩阵变换器Fig.5 2×1 matrix converter

2.3.1 系统上电时的仿真

系统上电时，输入MC的电压Uina，Uinb的大小关系有3种：Uina＞Uinb，Uina＜Uinb，Uina=Uinb。以Uina＞Uinb的情况为例，若形成电源短路，则电流应从a相流至b相，至少要有与处于导通状态。在主电路上电瞬间，假设辅助电源尚未建立，SiC JFET均处于导通状态，PMOS处于关断状态。根据2.1节与2.2节的分析，要使与不被关断，则应该有Uina＜0，Uinb＞0，而这不满足Uina＞Uinb的条件，因此电源无法通过双向开关形成短路。其他情况可以同理分析，不再赘述。

仿真波形如图6a所示，t=0时给系统供电，可以看出并没有发生电源短路故障。在t=3 ms时辅助电源开始正常工作。0～3 ms内系统的电流流通路径如图6b所示，在此期间，电流ia由Ua—Rfa//Lfa—Cf—Rfb//Lfb—Ub构成的回路产生（Rfa//Lfa表示Rfa和Lfa的并联电路），且有ia=-ib。由于双向开关不导通，因此iMCo，iload及Uo均为0。

图6 系统上电时的仿真波形及0～3 ms内电流通路Fig.6 Simulation results of power up and current path during 0 to 3 ms

2.3.2 辅助电源故障时的仿真

假设在MC正常运行过程中，辅助电源突然发生了故障。主电源发生短路的条件是，需有一相的顺向开关和另一相的逆向开关同时处于导通状态。基于输出电流的4步换流策略如图7所示。对辅助电源故障后各开关的开关状态进行分析，假设Uina＞Uinb＞0，iMCo＞0，辅助电源故障前后各开关的开关状态如表1所示，其中1代表开关导通，0代表开关关断。由表1可知，当辅助电源故障后，一相的顺向开关和另一相的逆向开关同时处于导通状态的情况不可能出现，因此输入电源不会发生短路。其他情况亦可同理分析，同样不会造成输入电源短路。

图7 基于输出电流的4步换流策略Fig.7 Output-current-based four-step commutation strategy

表1 辅助电源故障前后各开关管的状态Tab.1 State of switches before and after auxiliary power failure

仿真波形如图8a所示，在t=27.42 ms时，Uina＞Uinb＞0，iMCo＞0，此时对应于区间Ⅰ的开关状态，与导通，与关断，若辅助电源故障，关断，其余开关的开关状态不变。由于辅助电源故障后仅有导通，因此不会形成电源短路。正常运行情况下，钳位电路电流为0，iMCo=iload，辅助电源故障后，iMCo因没有续流路径而陡降为0，iload通过钳位电路续流，故障后Ua—Rfa// Lfa—Cf—Rfb//Lfb—Ub构成回路，且有ia=-ib，负载电流iload续流过程中整个电路的电流流通路径如图8b所示。

图8 辅助电源故障前后的仿真波形及负载电流续流路径Fig.8 Simulation results before and after auxiliary power failure and current path during freewheeling of load current

由以上仿真及分析可知，本文所提出的双向开关在MC上电瞬间及辅助电源故障时均不会造成输入电源短路，很好地克服了仅由常通型SiC JFET构成的双向开关的缺点。采用本文提出的双向开关的矩阵变换器拓扑如图9所示。

图9 矩阵变换器拓扑Fig.9 Topology of matrix converter

3 换流方案优化

MC中由于没有电流的自然续流通路，使得开关器件之间的换流较为复杂。在目前诸多的换流方案中，以基于电流方向的4步换流方案［9］应用最为成熟，换流过程如图7所示，为简化控制，文献中常取相同的换流时间间隔，即tc1=tc2=tc3=tc。

传统的基于输出电流方向检测的4步换流策略已经得到广泛的应用，但其换流步长固定，以开关器件能安全导通和关断为界，没有考虑开关器件实际的开通和关断时间差异［10］。在4步换流中，真正的换流时刻发生在第2步或第3步，这样真正的换流时刻比期望的换流时刻要延迟tc或2tc。换流延时会导致输出波形畸变，使系统性能恶化。因此，减小换流时间对波形质量的改善和系统性能的提升有着非常重要的意义。

为减小换流延时，改善波形质量，根据SiC JFET的开通、关断特性，调整传统4步换流过程中每一步的换流时间。根据SiC JFET IJW120R100T1的datasheet中给出的典型导通时间75 ns、关断时间49 ns，并留出一定裕量，将第1步与第2步之间的换流时间tc1设置为60 ns；为了保证第2步完全导通后第3步再关断，第2步与第3步之间的换流时间tc2设置为90 ns；第3步与第4步之间的换流时间tc3设置为60 ns。采用变步长4步换流可充分利用开关管开通、关断特性，缩短换流时间，有利于减小波形畸变，提高输出波形质量。

4 仿真分析

基于以上分析，在Saber中搭建MC模型，利用MAST语言编写相应模块实现MC的双空间矢量调制。三相输入线电压有效值为380 V/50 Hz，采用6 Ω，4 mH阻感负载，输出频率为60 Hz，双向开关的保护吸收电路采用简单的C型吸收电路，输入滤波器采用LC滤波器［11］，并在3个滤波电感两端各并联1个阻尼电阻。

图10中的ioutA1，ioutA2分别为采用文献［12］的等换流延时tc=160 ns及采用本文提出的变步长4步换流的A相输出电流波形，Mag（ioutA1），Mag（ioutA2）为对应的傅里叶分析。

由于Saber中THD的计算公式为而常用的THD计算公式为

因此需要对测得的THD进行转换，如表2所示。

表2 A相输出电流的THDTab.2 THD of A phase output current

图10 换流优化前后A相输出电流波形及傅里叶分析Fig.10 Output currents and fourier analysis of phase A before and after commutation optimization

由于输出电流的THD很小，因此在图10a中很难观察到换流优化前后波形的差别，但由表2可以看出经过换流优化后THD减小，说明输出波形质量得到了改善。

图11 fs=10 kHz仿真波形Fig.11 Simulation waveforms when fs=10 kHz

图12 fs=20 kHz仿真波形Fig.12 Simulation waveforms when fs=20 kHz

图11、图12分别为开关频率为10 kHz和20kHz的仿真波形。对应的输入滤波器参数分别为3 Ω；1 mH；60 μF及3 Ω；80 μH；40 μF，从上到下依次是未滤波和经过滤波的输出线电压VCa，输入三相电流波形，输出三相电流波形。

从以上波形可以看出，MC有着良好的正弦输入输出电流，可以方便地实现变频输出，进一步验证了调制策略的优越性和仿真模型的正确性，为MC的应用提供了依据。

5 结论

本文在Saber仿真环境中研究了基于SiC JFET的MC仿真建模，建立了SiC JFET的仿真模型，并提出了一种基于常通型SiC JFET的具有常断特性的双向开关结构，仿真验证了所提出双向开关结构在系统上电瞬间及辅助电源故障情况下，可安全可靠工作，不会造成输入电源短路。基于所提出的双向开关结构搭建了MC仿真模型，考虑到实际SiC JFET的开通、关断时间差异，采用变步长的4步换流策略，优化了4步换流。仿真结果表明所提出的双向开关结构可行有效，优化后的换流策略减小了输出波形畸变，为MC的后续研究打下了良好的基础。

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Simulation of SiC JFET Based Matrix Converter

WANG Lina，LIU Dandan
（School of Automation Science and Electrical Engineering，Beihang University，Beijing 100191，China）

Modeling of SiC JFET-based matrix converter（MC）is explored in Saber.Firstly，method of parameter extraction and modeling of normally-on SiC JFETs was introduced.Then a new bidirectional switch structure was proposed，which could overcome the drawbacks of normally-on SiC JFETs that short circuits were prone to happen at the moment of powerup and under the condition of auxiliary power supply failure.Based on the proposed bidirectional switch structure，the main circuit of 3×3 matrix converter was built in Saber.Then，double space vector modulation of matrix converter was realized with the MAST language.Considering the time difference between turn-on and turn-off of normally-on SiC JFET，an optimized four-step commutation strategy was used，which improved the quality of output waveform.Finally，simulation results demonstrate the validity and reliability of the proposed model and optimized four-step commutation strategy.

matrix converter；SiC junction field-effect transistor（JFET）；bidirectional switch；varying-step commutation；Saber software

TM46

A

10.19457/j.1001-2095.20161007

2015-08-31

修改稿日期：2016-04-19

国家自然科学基金（51577005）

王莉娜（1977-），女，博士，副教授，硕士生导师，Email：wangln@buaa.edu.cn