七电平混合级联型光伏并网逆变器研究

金 渊 梁 晖 陈 彪

（北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心 北京 100044）

1 引言

近些年来，光伏发电作为一种重要的分布式发电形式，由于其发电灵活性高，对可再生能源利用充分，得到迅速的发展。如何提高光伏并网系统的效率，减小其体积，成为人们关注的重点，多电平逆变器具有输出电压谐波含量低、电磁干扰小、输出滤波器体积小等优点，在光伏发电领域中具有广泛的应用前景，并且由传统的高压大功率向低压小功率应用转变。

多电平逆变器拓扑主要包括二极管钳位型、飞跨电容型和级联型三种结构，其中级联型逆变器常采用H 桥级联的方式实现，具有输出电压谐波含量低等优点，但也存在开关器件数量较多和所需直流源较多的问题[1]。文献[2]提出了一种基于混合级联的七电平逆变器，该逆变器由一个全桥电路和一个三电平NPC 结构半桥电路级联组成，通过一个直流源输入可以实现单相七电平输出，相比传统级联方式少采用了一个全桥电路和两组直流源，具有结构简单、导通损耗低的优势，但该文献并没有给出全桥电路支撑电容电压的控制方式。本文针对光伏并网系统，对文献[2]所提出的逆变器结构进行了改进，采用T 形三电平桥臂代替二极管钳位型桥臂，简化了电路结构，提高了系统效率[3,4]。在非隔离型并网逆变器中，半桥电路可以实现对光伏系统共模漏电流的抑制，但也存在直流电压过高的问题，混合级联逆变器在抑制共模电流的同时可以降低直流输入侧电压，从而降低了器件耐压等级。本文通过对七电平混合级联逆变器的工作模态和死区影响进行分析，给出了一种基于最佳工作方式的高效直流电容电压控制方法，并计算了其适用的调制深度范围，采用了单载波方式实现逆变器的SPWM 调制。最后对上述内容进行了仿真和实验验证。

2 混合级联逆变器电路结构及工作原理分析

2.1 电路结构

七电平混合级联型光伏并网逆变器结构如图1所示，该电路由一个T 型结构三电平半桥和一个两电平全桥组成，两部分电路以级联形式连接。其中全桥电路的直流侧电容C1作为支撑电容，辅助电路实现多电平输出，光伏电池板通过Boost 变换器与逆变器输入端即半桥电路的直流侧相连，半桥电路电容中心点与地线连接，可以有效地抑制共模电流的产生[5]。

图1 七电平混合级联型光伏并网逆变器拓扑Fig.1 Seven-level hybrid cascade PV grid-connected inverter

2.2 工作模态

混合级联型逆变器可以通过半桥和全桥电路配合工作实现电压uad的七电平输出。设七种电平值分别为±3E、±2E、±E 和0，如图2 所示。为了易于实现电路的控制策略，可以设定三电平半桥电路输出2E、-2E 和0 三种电平值，两电平全桥电路输出E、-E 和0 三种电平值。见下表，通过两部分电路输出电压值的组合即可得到图2 中的输出电平。由此可以得出半桥电路的直流侧电压控制值相对输出电平为4E，全桥电路的直流侧电压控制值相对输出电平为E。

图2 混合级联逆变器输出电压区间Fig.2 The output voltage interval of hybrid cascade inverter

将电路的全部工作方式按照全桥支撑电路电容C1的工作状态划分为充电、放电和旁路三种种方式，见下表。其中±E 电平输出通过充电和放电工作方式均可以实现，为控制支撑电容电压的平衡提供了可控的冗余量。

表 混合级联逆变器工作模态Tab. The working mode of hybrid cascade inverter

混合级联型逆变器完成一次电平变换所需开关管的动作次数与其选择的工作方式相关。如图2 所示将七电平输出电压uad分为6 个区间，由上表可知，在区间2 中，uad输出电平E 选择放电工作方式，则实现电平在2E 和E 之间切换，全桥和半桥电路均需要改变工作状态，完成一次电平变换需要进行两次开关动作。同理可知，区间5 内输出电平-E 选择放电工作方式，区间3 和4 内输出电平E 和-E 选择充电工作方式也需进行两次开关动作，其余区间的工作方式则为单次开关动作方式。多次开关动作会造成电路的开关损耗增大，因此在保证完成逆变器的调制和电容控制的条件下，应当优先采用单次开关动作的工作方式。

2.3 死区状态分析

混合级联型逆变器的冗余工作方式在不考虑死区影响的情况下等效，为了分析充电和放电两种工作方式对输出电压的影响，对其死区续流状态进行分析。当逆变器工作在区间2，且输出电平E 采用充电工作方式时，逆变器在死区内续流通路为S5、VD1和VD4，死区电压输出为E，如图3a 所示。采用放电工作方式时，死区续流通路为S6、VD7、S2和VD4，死区电压输出为0，如图3b 所示。由上述分析不难发现，当选择放电方式时，死区电压值与理想七电平 PWM 波在该区域内的两种电压值不同，存在输出电压的跳变，出现这种情况的原因是全桥和半桥电路同时动作进入死区状态所造成的，由于充电工作方式完成一次电平变换只有全桥电路动作，所以不存在该问题。同理可以得出，区间3和4 的充电工作方式死区电压输出分别为-E 和E，区间5 的放电工作方式死区电压输出为0，均存在死区电压值的跳变。该状态会造成输出电压谐波的增大，因此在选择冗余量时，应尽量减少上述几种工作方式的使用。

图3 死区电压输出状态Fig.3 Output voltage status in dead-time

3 混合级联逆变器控制策略

图4 混合级联逆变器单相控制策略Fig.4 Control strategy for hybrid cascade inverter

七电平混合级联型光伏并网逆变器的控制框图如图4 所示。前级输入侧的Boost 变换器可以实现对光伏电池的MPPT 控制。后级逆变器采用直流电压环加交流电流环的双闭环控制，其中交流电流环采用比例谐振控制器，以实现对交流电流的无静差跟踪[6,7]。在SPWM 调制过程中，加入了基于支撑电容电压的滞环控制，以实现稳定电容电压的目的。

3.1 电容电压控制策略

七电平混合级联型逆变器的全桥支撑电路没有直流侧输入，因此稳定其直流侧电容电压成为该电路的一个重要控制目标。由前文的分析可知，在调制过程中通过电容充电和放电两种工作方式的切换即可实现对直流电容电压的控制。

工作方式的选择需要考虑电压切换所需开关动作次数以及死区输出电压谐波影响，区间2 和5 内采用电容放电工作方式以及区间3 和4 内采用充电工作方式，存在两次开关动作和死区电压跳变的问题。由此，可以得出逆变器的最佳调制方式，即在区间1 使用放电工作方式，在区间2 使用充电方式，区间3 使用放电方式，负半周与之对称。在该调制方式下实现电容电压平衡，在一个工频周期内需要满足电容充电电量等于放电电量。该条件的实现取决于调制深度的大小，由于调制深度在并网控制中会发生变化，所以需要通过闭环对电容电压进行控制。基本的控制方式为，在逆变器的最佳调制方式中加入充放电工作方式的切换，由于各区间内选择充电和放电工作方式电量的变化相同，则在正半周考虑三种可能出现的情况：第一种情况为

其中，Q1、Q2和Q3分别为区间1、2、3 内电容电量的变化值，该情况可以通过调节区间2 的工作方式实现电容电压的平衡。

第二种情况为

该情况可以通过调节区间3 实现电压平衡。第三种情况为

该情况由于区间1 没有冗余量，导致无法实现电容的平衡控制。

由前文的分析可知，调节充放电方式会增加开关损耗，且由于区间3 所对应的电流值较小，由开关次数增加所造成的损耗也较小，所以选择在该区间内切换工作方式会得到更好的调制效果。由上述分析可知，Q2较合适的取值范围应满足式（2）。计算其所对应的调制度，在区间1 内电容的电量变化值可以表示为

式中，t1、t2为区间1 在工频周期内的起始和结束时间；θ1为起始角度；is为并网电流；Im为其最大值；ns为调制波的标幺值；Nm为其最大值。

在区间2 内电容的电量变化为

在区间3 内电容的电量变化为

联立式（2）、式（6）、式（9）和（12）可以求得调制深度的取值范围为

当调制度取值接近其下限时，电容的放电过程相对充电过程更长，其对应的最佳调制方式也较长，因此实际调制度取值应尽量接近其范围下限。实际系统中考虑死区和电流相位对调制度的影响，可以通过实验测试系统的合理调制度。

3.2 单载波SPWM 调制

单相多电平逆变器的调制常采用载波层叠SPWM方式实现[8,9]。如图5a 所示，该方式采用6 组三角波进行层叠，在调制波正半周通过三角载波u1、u2和u3进行调制，在负半周通过u4、u5和u6进行调制，在调制信号过零点切换使用的载波，每组三角载波只工作半个周期。这种做法在DSP 控制系统中实现，存在占用事件管理器资源多的问题。

图5 单载波SPWM 调制Fig.5 Single carrier SPWM modulation

针对上述问题，给出一种单载波SPWM 调制方式[10,11]。在正弦调制波中加入直流分量，如图 5b所示，调制波在一个工频周期内分为三段，分别在各自的区域内控制对应的开关管，其中每一段对应的电压值为

在调制波正半周期内，采用最佳调制方式，则调制波uref1和uref3控制开关管S3和S4，uref2控制S1和S2，半桥电路在正弦调制波切换区域时改变工作状态。调节电容电压时，调制波uref1在区间3 内需要同时控制两个桥的动作，负半周改变调制波所对应的开关管，逻辑与之相同。该调制方式在DSP控制系统中实现，只需占用少量计数器资源，即可实现8 路脉冲输出，完成对于七电平混合级联型逆变器的控制，有效地节省了控制器的系统资源。

4 仿真和实验结果

采用 Matlab/Simulink 软件对七电平混合级联型逆变器进行仿真研究。对不同工作方式下逆变器输出电压谐波进行对比。其中死区时间取值为2μs，开关频率为10kHz，最佳工作方式输出电压谐波含量为24.40%，谐波集中在开关频率的整数倍附近。在区间3 和4 中采用放电工作方式，电压谐波含量为26.71%，在区间2 和5 中采用充电工作方式，电压谐波含量为27.67%，上述冗余工作方式相对最佳方式，谐波含量均有所增加。仿真结果验证了前文关于冗余量对输出谐波影响的结论。

图6为七电平混合级联型逆变器并网工作时支撑电容的状态。其中电容电压的滞环宽度为4V，并网电流值为20A，直流侧电压值为532V。如图6d所示，逆变器的调制深度约为0.8，符合式（13）计算得到的调制度取值范围。如图6c 所示，电压值在控制范围内波动，虚线内为充电工作方式，在调节区间3 和4 内，输出波形出现死区电压跳变，电容电流值由负变到正。如图6a 所示，逆变器处于最佳工作方式的时间大于冗余工作方式，由此可知，该调制度满足前文对于延长最佳工作方式的要求，验证了计算结果的准确性和电容电压控制方式的可行性。

图6 支撑电容工作状态Fig.6 Working states of support capacitor

图7为七电平混合级联型逆变器与三电平半桥逆变器并网电流谐波的对比。当两种逆变器均采用10kHz 开关频率与1.5mH 滤波电感时，七电平逆变器输出电流谐波含量为3.6%，三电平逆变器输出电流谐波含量为11.01%，三电平逆变器的电流谐波含量不能满足一般情况下对于并网电流谐波的要求。在增加其开关频率至20kHz，电感值至2.4mH 的仿真条件下对三电平逆变器的并网电流谐波再次进行了仿真，其输出电流谐波含量为3.52%，在该情况下三电平逆变器可以得到和七电平逆变器相近的电流谐波含量。由上述仿真结果可以得出结论，由于七电平逆变器具有更小的输出电压谐波，故可以采用更低的开关频率和更小的电感值，达到前文提出的减小开关损耗和滤波电感体积的效果。

图7 输出电流谐波对比Fig.7 The comparison of output current THD

基于TMS320F28335 搭建了小功率实验台，开关频率为10kHz，支撑电容值为2 000μF，调制度为0.8。

图8a为充电过程中电容电压与逆变器电压的输出波形。电容电压值在该阶段上升，电容充电，逆变器输出电压在区间3 和4 出现死区电压值跳变。图8b为放电过程，电容电压值在该阶段下降，电容放电，逆变器处于最佳工作状态。逆变器输出波形与前文关于死区电压的分析一致，验证了支撑电容电压闭环控制的可行性。

图8 电容电压与逆变器输出电压波形Fig.8 The output voltage waveforms of capacitor and inverter

图9为两电平全桥和三电平半桥各自的输出电压。由图可知，在最佳工作方式即放电方式下，三电平半桥工作在低频状态，该工作方式能有效减小逆变器的开关损耗，提高系统的效率。在充电工作方式下，区间3 和4 内三电平半桥处于高频工作状态，和两电平电路同时动作，会导致开关损耗的增加，与理论分析一致，验证了单载波SPWM 调制的可行性。

图9 全桥与半桥输出电压波形Fig.9 The output voltage waveforms of full bride and half bridge

5 结论

本文研究了一种适用于小功率光伏并网系统的七电平混合级联型逆变器。该拓扑相比于传统级联结构，具有器件数量少、导通损耗小的优势，可以有效提高逆变器的效率，减小其体积。同时针对七电平混合级联型逆变器，给出了易于DSP 系统实现的单载波调制方式和基于冗余工作方式切换的支撑电容电压控制方法，通过计算得出了该方法的适用条件，并由仿真和实验验证了上述内容的可行性。

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