利用深限幅简化的MPPSK接收机

应鹏魁，吴乐南

(东南大学信息科学与工程学院，江苏南京210096)

0 引言

多元位置相移键控［1］(MPPSK)因调制时段的随机性降低甚至消除了边带线谱，从而紧缩了信号功率谱，降低了邻道干扰，提高了频谱利用率［2］。

文献［2］阐述的MPPSK调制解调器(MODEM)实现结构已经揭示了其在加性高斯白噪声(AWGN)信道的解调性能，而对抗信道衰落通常采用的分集接收、信道均衡、引入编码和交织以及自适应门限等方法不仅实现复杂，对硬件要求也高。限幅技术通常在正交频分复用(OFDM)系统中用来降低峰均功率比［3，4］，本文则将深限幅技术引入MPPSK接收机，以考察其抗干扰及衰落性能。

1 MPPSK调制解调原理

MPPSK调制采用M进制信息符号直接控制正弦载波的相位跳变时刻在每个码元周期中的位置，其在一个码元周期［0，NT］内可简化表示为(此处不考虑幅度调制):

式中，fk(t)，k=0，1，…，M-1 为实际发送的符号，有M＞2种取值;T=2π/2ωc为载波周期;0≤rg＜1为符号保护间隔控制因子，由M、K、N和rg构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

为提高解调性能，采用数字冲击滤波器对MPPSK接收信号进行解调。该冲击滤波器是一类特殊的IIR带通滤波器，在中心频率附近呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得MPPSK调制信号滤波输出在非零码元的相位跳变处产生明显而强烈的寄生调幅冲击，据此突出信号特征，以利检测判决［5］。本文以单零点-3极点的冲击滤波器为例，其传递函数形为:

其中:

由式(1)表示的MPPSK调制信号通过式(2)表示的冲击滤波器，在相位跳变点处能产生寄生调幅，因而接收机可以直接利用幅度检测，结构相当简单。本文的判决方式克服了文献［2］中可能出现的判决错误，即当出现多路判决结果为1时，比较各路的当前采样值，选择最大的那一路作为最终判决结果。

2 系统模型

2.1 MPPSK 发射机

本文研究的MPPSK系统发送端原理框图如图1所示，在码元序列的控制下从M个波形样本中选出1个，经数模转换器(DAC)转化为模拟信号并通过功率放大后经天线发射。

图1 MPPSK系统发送端原理图

2.2 传输信道

为单独考察深度限幅接收机的性能，不采用任何信道编码，且信道模型由瑞利衰落(Rayleigh Fading)信道叠加理想AWGN信道构成。其中瑞利衰落信道采用基于正弦和的方法构建［6，7］。

2.3 MPPSK 接收机

MPPSK系统的接收端原理图如图2所示，对接收信号先放大再深度限幅，然后进行后续的解调判决过程。

图2 MPPSK系统接收端原理图

3 限幅原理

通常采用双向限幅［3，8］来实现波形变换或过压保护，即预设1个限幅门限L，对信号rn的幅度|rn|超过L的部分直接削除，而|rn|小于L的部分保持不变。则限幅后的信号可表示为:

式中，α表示rn的幅角。

本文为简化接收机结构、省去ADC并抑制或减轻信道衰落影响，直接对中频放大后的MPPSK模拟信号R(t)进行双向深度限幅，并以零电平作为限幅门限，则限幅过程可表示为:

由式(4)和图2可见，如果直接对双向限幅器输出的模拟信号R(t)进行时间采样，将得到一个二值序列Rn∈{－1，1}，且在一个码元周期内，n=1，...，NT，这相当于一个1位 ADC的功能。在此双向限幅器就相当于模拟比较器，其功能甚至可并入中频放大器:只需将该放大器的末级设计为对于小信号输入，即可进入电路的饱和区与截止区，而相应的饱和电平与截止电平，即为所需的二值输出值。在系统时钟(图2中未表示出)的控制节拍下将比较器输出送入数字冲击滤波器，即可取代复杂昂贵的ADC及其外围电路。此时限幅输出虽说已成为只有二值的随机矩形脉冲串，但仍保留了相应的相位跳变信息，进入冲击滤波器后，在非零码元的起始处由于信号幅度突然反转，故仍能产生相应的幅度冲击输出。只要采样倍数足够大，舍弃ADC的系统仍然可以达到类似的性能要求。

4 仿真实验

采用Rayleigh衰落信道叠加高斯白噪声，无信道编码。基本的仿真参数设置如表1所示。从2个方面来考察深度限幅方案的有效性:冲击包络的稳定性和解调性能。

表1 仿真参数

图3中图3(a)为无噪声时MPPSK调制信号通过冲击滤波器的输出包络，此时接收机未限幅，由于信道衰落的影响，接收信号幅度有较大起伏，导致冲击滤波输出包络也有较大起伏。显然在无信道均衡的情况下，固定判决门限将不再可行，要得到正确的判决输出，门限必须能够自适应地跟踪接收信号的包络起伏。

图3 限幅前后的冲击包络比较及误码位置

图3(b)为无噪声时图2限幅接收机输出的冲击包络:即先把接收信号放大100倍，再按式(4)对放大后的信号深度限幅，限幅门限取L=0，可见原本起伏的冲击包络变得相对稳定，只是在那些因为信道深衰落而引起局部信噪比极度恶化之处会略有起伏。图3(c)为无噪声时采用固定门限判决时误码出现的位置。可见对于本文的衰落信道，即使没有噪声也仍然会有误码，因为在深衰落时即使采用深限幅也难以保留足够的信号调制信息。如果引入信道编码及交织，则能在一定程度上纠正因深度衰落而引起的误码。图4表示采用2种增益得到的冲击包络。对上述2种情况的解调性能分别进行了仿真，结果表明2种不同增益下的冲击包络及解调效果相当，且由于限幅门限为0，因此对接收信号的放大倍数不必太大。图5表示100倍增益，L=0时，不同信噪比下的冲击包络和误码位置。

图4 2种不同增益下的冲击包络

图5 增益=100，L=0时，不同信噪比下的冲击包络和误码位置

由图5可知，随着信噪比的增大，原本出现的突发误码越来越少，在较高信噪比(如16 dB)时甚至出现了比完全无噪时更少的误码，表明在1位ADC这一严重的非线性门限系统中，适量的噪声反而可以辅助信号的检测［9］，这也验证了深限幅接收机对抗信道衰落的有效性和可行性。

5 结束语

本文的MPPSK限幅接收机实现方案不仅硬件结构上省去了ADC，也保证了即使在衰落信道下冲击包络的绝对值也能基本稳定，从而可用固定门限判决。该方案会导致一点性能损失，但使接收机最为简单和鲁棒，且抗脉冲干扰、信号起伏及信道衰落的能力更强。理论分析和仿真结果表明，该方法简单有效，对MPPSK系统投入实用有参考价值。

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