一种新型高升压比DC-DC变换器

杨泽青，鞠国铭，刘志博，孟凡钦，汪 芮，周 围

(河北工业大学机械工程学院，天津 300130)

0 引言

具有高升压比的DC-DC变换器被广泛应用于新能源发电、不间断电源等场合。实现高升压比的变换器拓扑结构主要分为非隔离型和隔离型。非隔离型DC-DC变换器结构中，传统Boost变换是常用升压拓扑，理论上当占空比接近于1时，变换器的输出电压将远高于输入电压，但受元器件的寄生参数及非线性特性的影响，占空比超过某一临界值时输出电压不升反降[1]，限制了变换器的升压比，不能满足高升压的需求。隔离型变换器通过提高变压器的匝数比实现高升压比，但高频变压器体积较大，不易机电集成小型化，并且会带来额外损耗[2]，影响变换器的转换效率，造成能量的浪费。为此，各种高增益高效率的变换器拓扑被相继提出。文献[3]提出多个Boost变换器来提高电压增益，但这种方式控制复杂，影响转换效率，稳定性也较差；文献[4]提出变压器来降低额外损耗，但波纹系数较大，输出不稳定；文献[5]提出用开关电容来提高电压增益，但在高电压的场合需要多个电容开关，增加了变换器的成本。

针对以上问题，本文提出了一种新型高升压比直流变换器拓扑，能够有效提高变换器的输出增益和转换效率。详细分析了变换器的工作原理，并通过仿真和实验验证其性能特点。

1 高压驱动电源总体设计

在传统电感型变换器Boost电路中引入后级电荷泵倍压电路[6-7]，利用Boost开关节点处电压的脉动变换，循环导通后级倍压电路中的开关二极管，达到后级电容“并联充电，串联放电”的效果[8]，实现后级的二次倍压，减小传统Boost电路中开关管占空比及纹波电流，既可等效提高变换器的升压比，又可对输出电压进行灵活调节[9]。

2 硬件设计

2.1 前级升压设计

前级升压选择电感储能的拓扑结构[10]，使用Boost升压变换，典型电路如图1所示。

图1 Boost升压电路

图1中，Uin为输入电压；L为功率电感；Pulse Out为开关节点；D1为二极管；IC为脉冲控制芯片；Q1为开关管；CO为输出电容；RO为负载。当开关管在芯片控制下闭合时，二极管因正向电压小于反向电压截止，输入电压直接给电感充电，此时负载由输出电容供电，其充放电路径分别如图2(a)、图2(b)所示。理想条件下，电感饱和前流经电感的电感电流线性增加，增加值为[9]

(1)

式中：t0～t1为导通时间；L为电感值；Uin为输入电压；ΔIL(+)为导通时电感电流增加值。

当开关管在芯片控制下断开时，二极管正向电压大于反向电压导通，由于电感电流不可突变，电感两端电压反相后与输入电压串联，同时向负载和输出电容供电，充放电路径及电感、电容极性如图2(c)所示。此时流经电感的电流逐渐减小，减少值为[10]：

(a)电感充电路径 (b)负载放电路径 (c)电感及负载放电路径

(2)

式中：t1～t2为关断时间；Uout为Boost输出电压；ΔIL(-)为关断时电感电流减少值。

根据电感电压伏秒平衡定律，在电流连续模式时，电感电流的增加值等于其电流减少值，即：

ΔIL(+)=ΔIL(-)

(3)

联立式(1)～式(3)可以得到输出电压与输入电压关系为

(4)

式中：D为开关脉冲信号的导通时间占空比。

2.2 后级倍压设计

后级电压放大采用高效率、低噪声、低成本的电容型变换器方案，利用Boost开关节点Pulse Out处的脉动电压浮动，配合二极管的单向导通性和电容充放电特性来实现电压增益输出，其电路结构如图3所示。

图3 后级电荷泵倍压电路

当开关节点输出为低电平时，二极管D2导通，二极管D3截止，其电流路径如图4(a)所示。Boost电路中前级输出经二极管D2向电容C3充电，同时前级输出与电容C4串联后向负载RL供电；当开关节点输出为高电平时，二极管D2截止、二极管D3导通[2]，其电流路径如图4(b)所示。此时前级输出与电容C3串联后同时向电容C4和负载RL供电。在不考虑电路损耗的理想情况下，电路稳定工作时输出端电压为输入电压的2倍。

图4 开关节点输出电流路径图

3 Simulink仿真

为进一步验证方案的可行性，利用MATLAB中的Simulink仿真工具对拟定升压方案进行了电路仿真[11]，仿真电路主要由基本硬件电路和电压采集节点1～8两部分构成，具体如图5所示。

图5 Simulink仿真电路及电压测试点

仿真时Boost电路中Pulse Generator设置占空比为97.8%，功率电感设置为220 μH，电容C1电容值设置为4.7 μF，C2、C3电容值设置为2.2 μF，输入电压设置为直流5 V，通电测试后，同时捕捉电容C1、C2、C3和二极管D1、D2、D3两端电压波形以及开关节点Pulse Out的对地电压。

图6自上而下分别为电源稳定工作时二极管D3、D2及开关节点Pulse Out的电压波形，在Pulse Out输出为高电平时，D2正向电压小于反向电压截止，D3正向电压高于反向电压导通，Pulse Out电压和C2d两端电压串联向负载供电，同时C3开始充电；当Pulse Out输出为低电平时，D2正向电压大于反向电压导通，D3正向电压小于反向电压截止，前级输出和C3两端电压串联向负载供电，同时C2开始充电。

图6 二极管波形

由图7可知，前级升压输出稳定在190 V，输出纹波约为0.26%；后级倍压输出稳定在380 V，输出纹波约为0.15%；后级倍压输出约为前级升压的2倍，仿真结果符合理论分析，验证了该方案的可行性。

图7 前后级输出电压及纹波

4 系统测试与性能分析

根据本文提出的高升压比变换器原理，搭建了样机平台进行测试，实验模型如图8所示。实验对前后两级升压的关键节点进行测量，节点位置如图9所示，在5 V的输入电压对工况波形进行测量，图10为输出电压波形，测试节点在开关节点通断作用下抬高电压值，参考节点输出稳定的电压值，与仿真结果基本一致。

图8 高压驱动电源原理图

图9 节点示意图

(a)测试节点电压波形对比

在保持高压输出为380 V左右的情况下，改变输入电压的大小，测量输出电压纹波峰峰值，得到其纹波系数；测量输入输出功率，得到转换效率，测试结果如表1所示。表明系统具有较好的鲁棒性，在4.3～12 V的输入下仍能稳定工作，且转换效率稳定。

表1 高压电源波纹系数、转换效率测试结果

5 结束语

本文提出了一种高升压比DC-DC变换器，该变换器结合Boost电路和倍压电路的特点，在低输入电压的情况下，能实现高输出电压增益，同时具有较高的能量转换效率。详细介绍了变换器的电路拓扑和工作原理，通过Simulink仿真和实验验证了变换器的工作特性。