小型方向图可重构四单元缝隙天线的设计

曾李， 凃玲英， 丰励， 尹龙川， 曲元军

(湖北工业大学 电气与电子工程学院， 湖北 武汉 430068)

在数字无线通信系统中，多径效应[1]会导致信号的衰落和相移，不仅影响信号传输质量，还会限制传输带宽和传输速率.方向图可重构天线可以针对不同的信号环境调整天线的方向图，在其干扰方向形成零陷，有用信号方向形成主波束，达到抑制干扰，提高传输速率的目的.传统的方向图可重构天线采用相控阵技术[2]，但其结构复杂、体积大、成本高.方向图可重构天线和相控阵天线相比，具有波束扫描角度大、波束指向改变简单、波束控制灵活、天线单元使用数目少、辐射效率高等优点.因此，方向图可重构天线具有重要研究价值.文献[3-4]提出一种缝隙有源频率选择表面(AFSS)的双频电子波束切换天线，通过切换频率选择表面(FSS)中PIN二极管，使其能在选定的角度将全向波束转换成定向波束.Su等[5]提出用二氧化钒(VO2)作为印刷开关控制单极子天线的方向图和频率，但是该开关的处理需要复杂的制造工艺，进而导致更高的成本.Jin等[6]提出一种基于弧偶极子的平面方向图可重构天线，弧偶极子刻在天线底板，4种辐射方向图通过PIN二极管进行切换，但该天线的辐射效率只有60%.文献[7-9]介绍了一种液态金属天线，在这种天线的微流体通道注入镓铟合金EGaIn，当EGaIn受到足够使其穿越小柱的压力时，液态金属天线的长度会变长，进而改变液态金属天线的频率、辐射方向图和极化.Andy等[10]提出一种光开关可重构天线，该开关由高阻抗硅片构成，在红外激光的照射下可以改变电导，从而改变天线的方向图和频率.Zhang等[11]提出一种方向图可重构平面光控八木天线，利用PIN光电二极管改变辐射模式.

然而，上述文献设计的天线有的体积过大，有的操作复杂或成本较高.针对以上问题，本文提出一种适用于无线局域网(WLAN)的2.40～2.50 GHz的方向图可重构四单元缝隙天线.

1 天线的结构与设计

天线的缝隙单元结构,如图1所示.图1中：t是底层地面圆的直径；e是介质基板超出底层圆的长度；Ls，Ls1，S分别为底层L型缝隙中长缝隙的长度、短缝隙的长度、缝隙宽度；m为短缝隙到圆正切时的距离；W2是顶层矩形贴片的宽度；Ws是顶层矩形贴片的馈电宽度.

L型缝隙单元由50 Ω同轴线馈电，长缝隙长度Ls、距离m和矩形贴片宽度W2影响天线的阻抗匹配能力，短缝隙长度Ls1影响天线的工作频率，改变这些参数使天线在频率f=2.45 GHz有良好的阻抗匹配.在共振频率下，缝隙单元周围的感应电流分布,如图1白色箭头所示.根据电流的流向可以分解为I1，I2，I3，因为I1在缝隙的上端，I2在缝隙下端，I1略大于I2且I1和I2的方向相反，因此,I1的辐射大部分被抵消，缝隙单元的辐射主要靠I3.故L型缝隙单元类似沿X轴定向的小偶极子，在xoy平面和xoz平面具有双向的方向图.另外，设计底层接地平面的形状与尺寸，使缝隙单元在xoy平面上定向辐射，而且最大辐射方向是缝隙开口端的方向，考虑到I1剩余部分的影响，缝隙单元在xoy平面上的最大辐射方向会往缝隙开口端上移1个夹角.如前所述，缝隙单元在xoy平面上存在单一的方向辐射，将多个缝隙单元集合成1个天线就存在多个方向辐射.

天线的正面、背面结构,分别如图2,3所示.图2中：LB1为顶层辐射贴片的馈电长度；W1为馈电圆面的直径；D1～D4为开关.该天线是由4个缝隙天线结构对称组成的阵列，天线结构设计有3个要点：1) 缝隙单元的辐射部分要尽可能远离天线的馈电网络，以减少它们之间不必要的相互作用；2) 不同缝隙单元之间的距离应该远小于工作频率对应的波长，这样远场观测时才可以忽略缝隙单元之间的相位变化；3) 天线在实际制作测试过程中，缝隙单元之间的距离过小会引起互感耦合，从而影响天线的反射系数和方向图.

图1 缝隙单元结构 图2 天线的正面结构 图3 天线的背面结构Fig.1 Structure of slot element Fig.2 Front structure of antenna Fig.3 Back structure of antenna

天线结构中有4个开关，可以按照文献[12]的4个开关顺序组合表示不同的开关模式，例如,模式1000表示D1处于导通状态，其他开关处于关闭状态；模式1100表示D1和D2处于导通状态，其他开关处于关闭状态，依此类推.通过组合控制这些开关，可以得到8个定向和多个几乎全向的天线方向图.

(a) 正向导通 (b) 反向截止图4 PIN二极管的等效电路图Fig.4 Equivalent circuit diagram of PIN diode

使用高频结构仿真软件(HFSS)设计仿真时，为了获得较为精确的结果，选用BAR50-02V型二极管，PIN二极管等效电路[13]采用HFSS电阻电感电容集成(RLC)边界条件建模，用正向电阻Rf与引线电感Lp串联模拟PIN二极管的导通状态，反向并联电阻Rr和二极管电容Cr并联再与引线电感Lp串联模拟PIN二极管的截止状态.PIN二极管的等效电路图,如图4所示.具体参数如下：正向电阻为3 Ω，反向并联电阻为5 000 Ω，二极管电容为0.15 pF，引线电感为0.5 nH.

2 天线参数分析

采用HFSS[14]对天线建模仿真，天线介质基板采用环氧树脂玻璃纤维板(FR4).选择底层贴片的直径t=50 mm，当f=2.45 GHz时,t=0.408λ0(λ0为波长)，则相邻缝隙单元之间的等效间距为17.3 mm，远小于2.45 GHz时的波长.仿真可以得到第1缝隙单元和第2缝隙单元之间的隔离度最大值为-23 dB，第1缝隙单元和第3缝隙单元之间的隔离度最大值为-25 dB，表明缝隙单元之间有较好的隔离度.表1为天线的详细参数.表1中：εr,h分别为环氧树脂玻璃纤维板的相对介电常数和厚度.

表1 天线的详细参数Tab.1 Detailed parameters of antenna

因为天线是由4个缝隙单元组成的阵列，故只需分析缝隙单元参数对天线性能的影响[15-16]，可知,参数W2,m,Ls1,Ls对天线性能的影响最大.以开关模式1000为例，对天线在2.45 GHz的反射系数和方向图进行仿真分析.

保持天线其他结构参数不变，设置参数W2取值为1.25～1.75 mm，步进为0.25 mm，借助HFSS参数扫描功能对W2进行仿真分析，不同W2值对应的反射系数S11和xoy面的方向图，如图5所示.由图5可知：方向图变化很小，W2主要影响反射系数S11，随着W2的增大，天线的阻抗匹配变差.

(a) S11 (b) 方向图图5 不同W2值对应的S11和方向图Fig.5 S11 and direction pattern corresponding to different W2 values

保持天线其他结构参数不变，设置参数m取值为1.5～2.5 mm，步进为0.5 mm，借助HFSS参数扫描功能对参数m进行仿真分析，不同m值对应的反射系数S11和xoy面方向图，如图6所示.由图6可知：方向图变化很小，m参数主要影响反射系数S11，随着m的增大，天线的阻抗匹配能力变好.

保持天线其他结构参数不变，设置参数Ls1取值为4.1～4.3 mm，步进为0.1 mm，借助HFSS参数扫描功能对Ls1进行仿真分析，不同Ls1值对应的S11和xoy面方向图，如图7所示.由图7可知：方向图变化很小，Ls1参数主要影响反射系数S11，随着Ls1值的增大，工作频点向低频端移动.

保持天线其他结构参数不变，设置参数Ls取值为15～17 mm，步进为1 mm，借助HFSS参数扫描功能对参数Ls进行仿真分析，不同Ls值对应的S11和xoy面方向图，如图8所示.由图8可知：Ls参数不仅影响S11,还影响方向图的辐射宽度，随着Ls值的增大，天线在2.40 GHz的阻抗匹配能力变差，而且在方向图最大增益不变的情况下，辐射宽度增大.

(a) S11 (b) 方向图图6 不同m值对应的S11和方向图Fig.6 S11 and direction pattern corresponding to different m values

(a) S11 (b) 方向图图7 不同Ls1值对应的S11和方向图Fig.7 S11 and direction pattern corresponding to different Ls1 values

(a) S11 (b) 方向图图8 不同Ls值对应的S11和方向图Fig.8 S11 and direction pattern corresponding to different Ls values

图9 天线模式1000下的电流分布Fig.9 Current distribution under antenna mode 1000

3 计算机仿真

采用HFSS对表1中的参数进行仿真，得到天线在不同模式下的回波损耗和方向图.当f=2.45 GHz时，天线模式1000下的电流分布，如图9所示.图9中：天线左下侧L型缝隙单元周围的电流顺时针方向运行，因此，缝隙上、下两侧的电流值近似相等且方向相反，符合节1天线结构设计中对图1缝隙单元辐射特性的分析.

天线在不同模式下的回波损耗仿真值，如图10所示.由图10可知：单一开关模式的天线回波损耗由于结构的对称，谐振频点在2.40 GHz不发生偏移；多开关模式的天线回波损耗谐振频点在2.40～2.50 GHz之间轻微偏移，但在2.45～2.50 GHz的带宽中，天线在不同模式下的回波损耗均小于-10 dB.另外，天线设计的一些工作模式在2.20,2.70 GHz处谐振，这是天线的缝隙单元与馈电网络相互作用的结果，但该影响可以忽略，实际应用中可用带通滤波器抑制不必要的信号.

(a) 单个开关导通的S11 (b) 多个开关导通的S11 图10 天线在不同模式下的回波损耗仿真值Fig.10 Simulation value of return loss of antenna in different modes

当f=2.45 GHz时，天线在不同模式下的方向图仿真结果，如图11所示.天线的方向图特性,如表2所示.表2中：WHPB为半功率波束宽度，WHPB的平均值为136°.由表2可知：增益方向有规律地变化.天线4个缝隙单元的开口端布置分别朝向0°，90°，180°，270°，当其中一个开关导通时，天线辐射方向将沿(3n+1)π/6移动，n=0，1，2,3；当两个相邻开关导通时，天线辐射方向沿(3n+2)π/6移动，n=0，1，2,3.对于对角开关，天线方向图几乎全向，这是因为对角缝隙单元的方向图在平面上几乎是互补的.表2最后一行列出了天线在平面上的最大增益值，两个相邻开关导通的天线最大增益约为2.29 dBi，比单一开关导通的天线最大增益(2.90 dBi)少0.61 dBi.这是因为两个相邻的缝隙单元的电流会相互抵消一部分，没有抵消的部分正常辐射.因此,该模式下天线的最大增益值减小，辐射宽度增加.

(a) 模式1000 (b) 模式1100 (c) 模式0100 (d) 模式0110

(e) 模式0010 (f) 模式0011 (g) 模式0001 (h) 模式1001

(i) 模式1010 (j) 模式0101 (k) 模式1111 (l) 模式0000 图11 天线在不同模式下的方向图仿真结果Fig.11 Simulation results of antenna pattern in different modes

表2 天线的方向图特性Tab.2 Antenna pattern characteristics

当天线导通的开关数为3时，天线的方向图几乎全向.天线在其他模式下的回波损耗和方向图仿真，如图12所示.

(a) S11 (b) 方向图图12 天线在其他模式下的回波损耗和方向图仿真Fig.12 Simulation of return loss and pattern of antenna in other modes

将这些几乎全向的模式与模式1010，0101及1111的比较，结果如表3所示.由表3可知：3个开关模式在性能方面与对角开关模式差异很小.因此,从天线的整个系统能量考虑，这些模式在实际应用中都可以忽略.

4 结束语

设计一种应用于无线通信系统的方向图可重构天线.将多个定向辐射的缝隙单元合成一个天线，使用开关组合模式，在同一平面上按照目标方向位置选择不同辐射方向图.仿真结果表明，所设计的天线在xoy平面上有8个定向和多个全向方向图，达到全方位面覆盖，该天线的定向最大增益为2.90 dBi，全向最大增益为1.38 dBi，半功率波束宽度的平均值为136°，且满足无线通信频段2.40～2.50 GHz.该天线体积小、制造成本低、平面结构简单且组装简易，可应用于WLAN等无线通信系统中，用以降低多径干扰.