基于超级电容器与有源电力滤波器组合的电能质量治理装置及其控制研究

龙礼兰，安友彬，张 敏，吴明水

（株洲中车时代电气股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

微电网（micro-grid）是由分布式电源、储能装置、负荷、电能转换装置、监控和保护装置等组成的小型发配电系统。微电网既可并网运行，也可独立运行；其对外表现为一个独立受控单元，可同时满足用户对供电安全和电能质量方面的要求。

并网型微电网在运行中由大电网维持电压和频率的稳定，其主要目标是进行经济优化运行。微电网能量管理系统（energy management system，EMS）根据发电预测和负荷预测结果，结合地区电网峰平谷时间段安排，在用电低谷期，选取蓄电池或超级电容器等设备进行储能；在用电高峰期，优先利用风电或光伏发电等可再生能源，其次利用储能设备在用电低谷期储存的电能，这样可使微电网运行的经济性最优。微电网储能设备主要具有充放电、削峰填谷以及平滑分布式电源出力波动的功能，其充放电工作周期较长（一般为24 h），在周期内多数时间储能设备处于“闲置”状态，使得设备利用率和投资回报率不高；同时，微电网中含有大量的电力电子变流装置，不可避免会产生谐波污染、电压波动等电能质量问题，一般会配置一定比例的有源电力滤波器（active power filter，APF）进行动态谐波抑制和无功补偿[1-4]，而传统APF 由于直流侧采用电解电容器，无法提供有功支撑。本文利用超级电容储能系统与APF 两者在主电路拓扑上的相似性，将超级电容储能系统的功率调节与APF 的谐波治理功能相结合，探索研究一种应用于微电网场景下的综合电能质量治理装置。

文献[5]在常规APF 直流侧增加了储能单元，工作时先对储能单元充电，再由APF 输出给定的电流信号，从实现无功补偿、谐波治理功能，但其不输出有功功率，未能充分挖掘储能单元的有功支撑作用。文献[6]研究了一种基于超导储能的改进型APF，其直流侧的稳压电源由AC/DC 环节、DC/DC 环节和超导磁体组成，不仅具备无功补偿、谐波治理功能，还可提供有功功率输出；但直流侧超导储能系统控制复杂，构造成本较高。文献[7]提出一种满足微电网多功能需求的电池储能系统，主电路结构由串联逆变器和并联逆变器构成，通过控制策略实现串联补偿谐波电压、并联补偿谐波电流及适量有功/无功功率；但装置的控制策略复杂，实际推广应用存在一定局限性。

本文考虑在微电网应用场景下，将超级电容储能系统与APF 直流侧进行组合，提出组合装置中超级电容第1 级直流变换和逆变桥第2 级交流变换的控制策略，以使得该组合装置可以根据需要分别具备功率调节、无功补偿与谐波治理的功能。

1 超级电容储能系统和有源电力滤波器工作原理分析

图1 包含超级电容储能系统的微电网结构Fig.1 Micro-grid structure including super-capacitor energy storage system

图1 示出微电网系统的一个典型构成，主要包含了分布式电源、储能系统、负荷、电能质量治理装置等设备。超级电容储能系统由超级电容器组、双向DC/DC 模块和DC/AC 模块组成，其可在并网运行期间存储多余电能，在离网运行期间释放电能、调节功率平衡，从而维持微电网的稳定运行[8]。

超级电容储能系统的直流侧通过双向DC/DC 模块连接超级电容器组，实现电压升降变换和电能双向流动；通过逆变桥连接微电网，调节逆变桥输出电压的幅值与相角即可实现储能系统的充放电控制。

APF 的主电路拓扑与超级电容储能系统的相似，主要区别是APF 逆变桥直流侧为电容器，而超级电容储能系统的一般为电化学电池等直流电源，但两者所发挥的电压支撑作用是一样的。APF 的工作原理和控制方法[9-10]与储能系统的有所区别：APF 相较于储能系统增加了谐波电流检测环节，通过输出反向谐波来达到治理谐波的效果；由于储能系统输出工频电流，而APF 需要输出高频反向谐波电流，所以APF 对逆变桥开关频率以及电流响应速度的要求高于储能系统。APF 的结构如图2 所示。

图2 有源电力滤波器结构Fig.2 Active power filter structure

2 超级电容器与APF 组合装置工作原理及控制方法

2.1 超级电容器与APF 组合装置工作原理

利用超级电容储能系统与APF 在主电路拓扑上的相似性以及在功能上的互补性，将超级电容储能系统与APF 直流侧进行组合，形成一个具有功率调节、谐波治理与无功补偿功能的组合装置。组合装置主要包含超级电容器组、双向DC/DC 模块、DC/AC 逆变模块和DSP控制系统，其总体结构如图3 所示。其中，超级电容器组为双电层电容器结构，具有电容值大、充放电寿命长、充放电速度快及可靠性高等优点，能满足微电网频繁、快速功率调节的需求。超级电容器可以通过串、并联方式进行扩容；其在充放电时，端电压变化范围较宽。

针对超级电容电压等级低、变化范围宽的特点，选用双向DC/DC 模块作为超级电容器组与主电路之间的直流升降压变换环节。双向DC/DC 模块采用Buck-Boost 双向变换器结构，充电时工作在Buck 模式，放电时工作在Boost 模式，从而实现能量在超级电容器和DC/AC 模块直流母线之间的双向流动。组合装置主电路拓扑结构示意如图4 所示。

图3 组合装置总体框图Fig.3 Overall block diagram of the combined device

图4 组合装置主电路拓扑结构Fig.4 Main circuit topology of the combined device

超级电容器组通过双向DC/DC 模块接入DC/AC 模块直流侧，这样DC/AC 模块直流侧为超级电容储能单元，而不是储能系统直流侧的常规直流电源。DSP 控制系统根据运行状况和外部指令，执行双向DC/DC 模块和DC/AC 模块的控制策略后，生成直流变换环节和逆变环节所需的脉冲触发信号。

DSP 控制系统由信号检测与采集单元、模式识别与控制单元、输出通信单元组成。其中，信号检测与采集单元采集微电网公共连接点PCC 处的并离网信号、网侧电压与电流信号、内部电压与电流信号等；模式识别与控制单元根据微电网运行状况和能量管理系统指令，分析判断组合装置应工作于功率调节工作模式还是谐波治理工作模式，并执行不同工作模式下双向DC/DC 模块、DC/AC 模块相应的控制策略；输出通信单元输出PWM 脉冲触发信号给驱动电路并提供对外通信接口。

2.2 双向DC/DC 模块控制

双向DC/DC 模块拓扑结构如图5 所示，当V1 和VD2 关断而V2 和VD1 开通时，双向DC/DC 模块工作于Boost 升压模式；当V1 和VD2 开通而V2 和VD1 关断时，双向DC/DC 模块工作于Buck 降压模式。升压与降压模式电路拓扑是一样的，只是电感电流iL方向不同。以降压模式为例，得到状态空间平均法数学模型为

式中：L——储能电感；C——直流侧电容；iL——储能电感电流；udc——直流侧电容电压；D——开关导通比；Ri——超级电容器组的等效内阻；usc——超级电容器组的电容电压；R——负载电阻。

图5 双向DC/DC 模块拓扑结构示意Fig.5 Topology schematic diagram of bidirectional DC/DC module

稳态工作时，Boost 模式与Buck 模式下电压升降表达式为

式中：DBoost——Boost 模式下的开关导通比；DBuck——Buck 模式下的开关导通比。

当V1 和V2 在一个周期内导通、关断状态互补时，即DBuck+DBoost=1，则上述电压升降表达式是一样的。双向DC/DC 模块工作于Boost 升压模式还是Buck 降压模式取决于电感电流iL的方向。

双向DC/DC 模块控制目标是维持直流侧电容电压恒定。结合超级电容组输出电压公式u1=usc+RiiL和式（3），有

当DBuck＞usc/udc时，双向DC/DC 模块工作于Buck降压模式，iL＞0，功率由直流侧电容器流入超级电容器；当DBuck＜usc/udc时，双向DC/DC 模块工作于Boost 升压模式，iL＜0，功率由超级电容器流入直流侧电容器；当DBuck=usc/udc时，iL瞬时值为零，表示双向DC/DC 模块处于Buck 降压与Boost 升压两种模式的切换过程。

双向DC/DC 模块的单端稳压控制原理如图6 所示，其中udcref为直流侧电容电压参考值，其与直流侧电容电压实时值相减后通过调节器得到直流侧电容电流参考信号i*Cref。根据电流升降关系式iL=iC/DBuck和式（3）推导出式（5）所示电感电流参考值i*Lref，i*Lref经过限值处理后与实际电感电流iL进行比较，其偏差被输入至PI 比例积分调节器，调节器输出信号再经过PWM 发生器得到双向DC/DC 模块的驱动信号。实际仿真结果表明，增加i*Cref到i*Lref的控制环节，可使电压控制稳定性更好、超调量更小。

图6 双向DC/DC 模块控制框图Fig.6 Control block diagram of bidirectional DC/DC module

2.3 DC/AC 模块控制

DC/AC 模块的双闭环控制原理如图7 所示，其中由模式1 电压外环和前馈解耦电流内环构成的双闭环控制被称为谐波治理工作模式；由模式2 功率外环和前馈解耦电流内环构成的双闭环控制被称为功率调节工作模式。图中，S1 和S2 为DC/AC 模块外环控制的切换开关，此开关通过软件逻辑控制而实现；为保证组合装置在两种工作模式切换过程的输出不突变，将上一模式的外环输出量作为下一模式的外环初始值。

图7 基于复合功能的DC/AC 双闭环控制框图Fig.7 Current loop control block diagram based on compound correction

谐波治理工作模式相当于处于APF 工作状态。根据三相电路瞬时无功功率理论，经过ip和iq运算方式进行谐波与无功电流检测。前馈解耦电流内环中为系统需要跟踪的谐波与无功参考电流，为系统需要跟踪的有功参考电流，而iq为实际输入的谐波与无功电流，id为实际输入的谐波与有功电流。该工作模式的重要前提是将直流侧电容电压稳定在一定范围内。直流侧电容电压与实际值的偏差经PI 调节后得到有功电流指令，其被合成到参考电流指令中，经过PWM 调节器，获得与微电网幅值相等、相位相反的谐波与无功电流；而有功电流分量使组合装置与微电网进行少量有功功率交换，进而实现直流侧电容的恒压控制。

功率调节工作模式为：组合装置根据微电网能量管理系统下达的充电或放电指令进行恒定有功/无功调节控制。其由外部给定需要跟踪的有功参考功率P*和无功参考功率Q*，P和Q为组合装置实际发生的实时功率。给定功率值与实际功率值的偏差经各自PI 调节器输出有功、无功电流参考信号，通过前馈解耦电流内环获得d轴和q轴参考电压信号和，最后经过PWM 调节器产生DC/AC 模块所需的脉冲触发信号。

3 组合装置工作模式切换流程

组合装置根据检测到的微电网运行工况以及EMS 指令的不同，分为谐波治理和功率调节2 种工作模式。每种工作模式均涉及双向DC/DC 模块、DC/AC 模块相应控制策略的配合，组合装置工作模式切换流程（图8）如下：

图8 模式识别与控制单元的工作模式切换流程Fig.8 Working mode switching flow of the pattern recognition and control unit

（1）信号检测和采集单元实时检测微电网和内部运行状态，包括PCC 并离网信号、网侧电压和电流、内部电压和电流等。

（2）模式识别与控制单元分析步骤(1)所检测的信息，如果微电网为离网运行，为了优先保障供电，组合装置进入功率调节工作模式；若接收到EMS 下达指令，也将进入功率调节工作模式；其他情况，则默认先进入谐波治理工作模式。

（3）谐波治理工作模式下，DC/AC 模块被切换到模式1 电压外环，此工作模式下基本不消耗有功功率，直流侧电容稳压通过DC/AC 模块的电压外环控制而实现。

（4）功率调节工作模式下，DC/AC 模块被切换到模式2 功率外环，此工作模式直流侧电容稳压由双向DC/DC 模块进行单端稳压控制来实现。在充放电过程中，如果超级电容器组电压超出规定的上下限值，则停止功率调节工作模式，等待切换工作模式的指令；同时也可设置超过延时，即自动进入谐波治理工作模式，以发挥组合装置的最大使用价值。

4 仿真验证

为了验证本文所提出的组合装置及其控制策略的有效性，在Matlab 环境下搭建仿真电路模型。系统参数为：超级电容器组额定功率为30 kW，usc电压范围为230～450 V，Csc等效电容值为16.5 F，等效内阻Ri为0.05 Ω；双向DC/DC 模块的储能电感Li为0.002 H，直流侧电容电压udc为600 V、电容值Cdc为0.06 F；DC/AC 模块的输出滤波电感 为1.3 mH，输出电阻L为0.1 Ω，等效开关频率为10 kHz。

在仿真模型中，分别进行双向DC/DC 模块控制策略仿真以及DC/AC 模块两种工作模式下无功补偿、谐波治理和功率调节3 种功能实现的仿真。

4.1 双向DC/DC 模块升降压变换和双向功率流动仿真

图9 示出双向DC/DC 模块升降压变换和双向功率流动仿真波形。可以看出，直流侧负载电流有波动（0.8 s时刻，电流由15 A 变成-10 A；1.4 s 时刻,电流变为20 A），双向DC/DC 变换器将直流侧电容电压稳定在900 V 左右。其中，在0～0.8 s 以及1.4～2 s 时间段，直流侧电容流入电流，电压高于900 V，储能电感电流iL＞0，双向DC/DC 模块工作于Buck 降压模式，功率由直流侧电容器流入超级电容器；0.8～1.4 s 时间段，直流侧电容器流出电流，电压低于900 V，储能电感电流iL＜0，双向DC/DC 模块工作于Boost 升压模式，功率由超级电容器流入直流侧电容器。

图9 双向DC/DC 模块升降压和双向功率流动波形Fig.9 Buck-Boost and bidirectional power flow waveforms of the bidirectional DC/DC module

仿真结果表明，双向DC/DC 模块可实现升降压变换和双向功率流动，为组合装置后级DC/AC 模块的逆变控制和功能实现提供了前提条件。

4.2 组合装置谐波治理工作模式对负载无功补偿效果仿真

设负载为4.6 kvar 的感性负载，电流为7.0 A。图10示出组合装置在谐波治理工作模式下，对感性负载的无功补偿效果仿真波形。可以看出，该组合装置产生了与感性负载幅值相等、相位相反的补偿电流，无功补偿效果好且谐波含量小。

图10 组合装置谐波治理工作模式对感性负载补偿效果仿真Fig.10 Inductive load compensation effect simulation of the combined device in harmonic control working mode

4.3 组合装置谐波治理工作模式对负载谐波治理效果仿真

设负载为4.5 kW 的阻性负载，基波电流为6.86 A，5 次谐波电流为1 A，7 次谐波电流为0.7 A，11 次谐波电流为0.5 A。图11 示出组合装置谐波治理工作模式对负载谐波治理效果仿真波形。可以看出，该组合装置产生与负载谐波相抵消的反向谐波电流，使网侧电流为只含有功分量的正弦基波。

图11 组合装置谐波治理工作模式对负载谐波治理效果仿真Fig.11 Load harmonic control effect simulation of the combined device in the harmonic control working mode

图12 示出组合装置投入前后网侧谐波含量频谱。可以看出，因负载所含的5 次、7 次、11 次谐波电流所导致的网侧总谐波失真THDi从17.84%下降至1.92%，谐波治理效果明显。

图12 组合装置投入前后电网侧谐波频谱Fig.12 Harmonic frequency spectrum of the power grid side before and after the combined device is put into operation

4.4 组合装置功率调节工作模式跟踪参考功率信号仿真

图13 示出组合装置在功率调节工作模式下，对参考功率信号的跟踪波形。可以看出，无功功率在0.5 s 时刻由-1 900 var 变化到1 900 var，有功功率在1 s 时刻由-1 100 W 变化到-1 900 W，这两种工况下组合装置功率调节均具有较快的响应速度；无功功率具有较高跟踪精度（95%），有功功率由于线路损耗及系统与电网相位角偏差的存在，跟踪波形存在一定偏差（12%）。组合装置的有功、无功功率调节相互之间没有影响，实现了有功、无功功率的解耦控制。

图13 组合装置功率调节模式功率跟踪波形Fig.13 Power tracking waveforms in power regulation mode of the combined device

5 结语

本文介绍了超级电容器与APF 组合装置的工作原理，提出了其双向DC/DC 模块、DC/AC 模块的控制策略，研究了组合装置执行谐波治理、功率调节两种工作模式切换的流程。仿真结果表明，双向DC/DC 模块可实现超级电容器组与逆变桥直流侧的电压升降变换和双向功率流动。该组合装置能根据需要分别表现出无功补偿、谐波治理和功率调节功能，验证了组合装置的合理性和有效性。

同时，APF 对开关频率和电流响应速度的要求高于储能系统，在设计组合装置时需满足两者中较高的标准要求。另外，组合装置中超级电容器组与直流侧电容器的容值相差很大，直流侧电容稳压控制成为一个技术难点，后续将考虑引入预测控制和其他优化设计，以提升直流侧稳压控制的快速性与鲁棒性。