基于三相桥式逆变电路的恒频调制技术对比分析

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(1.兰州交通大学 自动化与电气工程学院,甘肃 兰州 730070; 2.兰州交通大学 甘肃省轨道交通电气自动化工程实验室，甘肃 兰州 730070)

三相桥式逆变电路是电力电子变频器中应用最广泛、实用性最强的拓扑结构，经常作为补偿装置应用于电能质量问题中。在中高压大功率场合，模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)由于其自身的优势被国内外学者用于柔性直流输电等研究中。对于逆变电路来说，调制策略直接决定其输出特性，选择合适的调制策略可以使逆变电路的输出特性更理想。

三相桥式逆变电路的调制技术按照占空比的实现方式分为恒频控制和变频控制。恒频控制通过调整一个开关周期内功率器件导通时间(脉冲宽度)来调节输出电压，其开关周期保持不变，又叫脉宽调制(Pulse Width Modulation,PWM)技术；变频控制通过改变开关频率来调节输出电压，但保持开关管导通时间或者关断时间不变(或者开关管导通时间和关断时间均改变)，又称为脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation,PFM)技术。由于PFM稳定精度差、控制复杂，因此本文主要对恒频控制中的几种调制方法进行对比分析[1]。

恒频控制中常见的调制方法有PWM控制、空间矢量PWM(Space Vector PWM,SVPWM)控制、基于载波的PWM控制(载波移相与载波层叠)，针对MMC等多电平结构，又提出最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation,NLM)。关于恒频控制的不同调制方法，很多学者做了相关研究。文献[2]基于PWM调制实现了三相电压型可逆变流器的控制。文献[3]针对SVPWM，横向地比较了5种同步调制策略的谐波性能，并提出一套多模式SVPWM调制策略。文献[4]从调制波等效和导通时间等效两个方面研究了三电平NPC变流器SPWM和 SVPWM的关系。文献[5]、文献[6]将载波移相应用于MMC中，证明载波移相作为一种调制策略，能很好地实现MMC控制。文献[7]、文献[8]在多电平逆变器基础上，针对输出电压谐波特性，对载波层叠的几种方式进行了横向对比分析。文献[9]基于NLM对MMC进行了分析及仿真。但以上研究都是单独基于某一种调制策略进行分析，并没有针对同一对象对比分析各种调制策略。

本文以三相桥式逆变电路及三相桥式MMC为仿真对象，采用不同的调制技术分别对其进行控制，对比分析不同调制方法的输出特性。

1 调制技术

1.1 PWM调制

PWM是对脉冲宽度进行调制的技术，通过对一系列脉冲宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形(包括形状和幅值)。

PWM脉宽调制时，每个桥臂上两个触发脉冲通过载波(比如三角波)与调制波(正弦波)比较而获得。按照载波极性不同，PWM调制分为单极性PWM和双极型PWM，如图1所示。

图1 PWM脉宽调制

1.2 SVPWM调制

SVPWM是建立在交流电动机磁场理论基础上的一种调制技术，以三相对称正弦波电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式去逼近基准圆磁通，由它们比较的结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。

对于基本三相桥式逆变电路，6个开关器件共有8种工作状态，即空间矢量有23=8条，其中U0(000)、U7(111)为零矢量，其余6条将复平面均分成6个扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ，如图2所示。对于任一扇区中的电压矢量，均可由某扇区两边的空间电压矢量来合成[11]。

图2 电压空间矢量图

多电平SVPWM是两电平SVPWM的推广，它是用变换器输出相电压的平均矢量去逼近某一理论参考相电压矢量。当参考相电压矢量在空间旋转一周时，逆变器就输出一个周期的波形。基波电压幅值和频率分别取决于参考电压矢量的长度和旋转速度。

1.3 基于载波的PWM调制

基于载波的PWM调制有载波移相和载波层叠。

载波移相是将一个特定的调制波与自主选择的载波比较。选定一载波(三角波、锯齿波)，移相一定的角度分别与调制波比较，就会产生所需PWM脉冲，来各自控制相应的开关单元。如果将各个功率单元的输出电压叠加到一起，就会产生多电平脉冲波形。载波移相调制原理图如图3所示。

图3 载波移相调制原理图

载波层叠是将多个载波进行叠加后与调制波比较，得到所需PWM波形。常选用的载波是几个幅值相同的三角波，而调制波多为正弦波。按照彼此叠加的三角载波相位关系不同，可将载波层叠划分为：同相层叠式(Phase Disposition PWM,PD-SPWM)、正负反相层叠式(Phase Opposition Disposition PWM,POD-SPWM)和交替反相层叠式(Alternative Phase Opposition Disposition PWM,APOD-SPWM)3种。PD-SPWM的三角载波相位相同，依次层叠；POD-SPWM的正半轴内各三角载波同相，负半轴内各三角载波也同相，但正负半周的三角载波相位互差180°；APOD-SPWM中三角载波相位从上至下交替互差180°。载波层叠调制原理图如图4所示。

图4 载波层叠调制原理图

由文献[7]中对载波层叠几种调制方法的横向比较得出，载波同相层叠PWM控制法对波形改善的效果较载波反相层叠PWM控制法好，特别是对线电压波形的改善最佳。因此本文采用同相层叠法进行比较验证。

1.4 最近电平逼近调制

最近电平逼近调制是利用误差最小的阶梯波来逼近正弦调制波[12]。通过各个时刻上下桥臂导通的子模块数，控制相应子模块开关导通，使其输出多电平阶梯波来逼近正弦调制波。

(1)

将式(1)对子模块的电容电压Udc/N取整可得桥臂投切的子模块数为

(2)

式中，round为取整函数。

2 仿真分析与对比

2.1 仿真对象

基本三相桥式逆变电路拓扑如图5所示。三相桥式MMC结构如图6所示，每个桥臂由3个子模块和一个电抗器L串联构成，子模块选择半桥型，L用于抑制相间环流及补偿桥臂电压差[14]。

图5 三相桥式逆变电路

图6 三相桥式MMC拓扑结构及功率子模块

2.2 三相桥式逆变电路的调制

如图5，构建三相桥式逆变电路，在其输出端和三相负载之间加一个变压器调节波形。仿真系统具体参数如表1所示，设开关频率为10 kHz。分别采用PWM、SVPWM、载波移相、载波层叠触发，变压器负载侧仿真波形及FFT分析图分别如图7～图14所示。由于NLM专为多电平变流器提出，用于三相桥式逆变电路时，效果不理想，此处不做仿真。

表1 仿真系统参数

图7 PWM触发的变压器负载侧线电压Uab波形

图8 PWM触发的电压谐波分析

图9 SVPWM触发的变压器负载侧线电压Uab波形

图10 SVPWM触发的电压谐波分析

图11 载波移相触发的变压器负载侧线电压Uab波形

图12 载波移相触发的电压谐波分析

图13 载波层叠触发的变压器负载侧线电压Uab波形

图14 载波层叠触发的电压谐波分析

2.3 三相桥式MMC的调制

在实现三相桥式MMC调制时，PWM调制需要很多脉冲信号对大量的开关管进行触发，控制过程复杂繁琐，不易采用。SVPWM技术由于含有较多的冗余矢量和开关状态，其控制过程也会变得更加复杂，也不易实现MMC的控制。因此采用载波移相、载波层叠及NLM实现MMC的控制。

如图6所示建立MMC模型，每个桥臂(上桥臂或下桥臂)设置3个子模块，每个子模块电容电压为100 V,Ud1=Ud2=300 V。其输出线电压为7电平波形，经过变压器后调整为光滑的正弦波。分别采用载波移相、载波层叠及NLM实现三相桥式MMC调制，变压器电源侧和负载侧仿真波形及FFT分析图分别如图15～图23所示。

2.4 仿真结果对比分析

各种调制方法仿真结果的THD与直流电压利用率对比如表2所示。

图15 载波移相触发的MMC变压器电源侧线电压Uab波形

图16 载波移相触发的MMC变压器负载侧线电压Uab波形

图17 载波移相触发的MMC电压谐波分析

图18 载波层叠触发的MMC变压器电源侧线电压Uab波形

图19 载波层叠触发的MMC变压器负载侧线电压Uab波形

图20 载波层叠触发的MMC电压谐波分析

图21 NLM触发的MMC变压器电源侧线电压Uab波形

图22 NLM触发的MMC变压器负载侧线电压Uab波形

图23 NLM触发的MMC电压谐波分析

仿真对象调制方法THD直流电压利用率三相桥式逆变电路PWM1.93%87% SVPWM2.86%100% 载波移相1.98%60% 载波层叠2.23%59% 三相桥式MMC载波移相27.46%87.7%载波层叠26.70%87.9%NLM24.92%92.6%

(1) THD。

针对三相桥式逆变电路，开关频率相同时，除NLM外，各调制方法THD均能满足国家电能质量谐波标准。

仿真对象为三相桥式MMC时，载波移相、载波层叠以及NLM都能较好地实现三相桥式MMC的调制，输出线电压波形也比较理想，但THD值较大。

(2) 直流电压利用率。

由表2可以看出，针对三相桥式逆变电路，当调制方式为载波移相和载波层叠时，直流电压利用率较低，PWM次之，SVPWM最高，达100%，这是SVPWM调制的一个明显优势。

仿真对象为三相桥式MMC时，载波移相与载波层叠直流电压利用率为88%左右。NLM调制最高，约为92.6%。

(3) 功率损耗。

功率损耗分为导通损耗和开关损耗。对于三相桥式MMC而言，由于换流器的性质要求桥臂电流持续流动，每个子模块总是有一个IGBT闭合并承担桥臂电流。事实上，在所有调制技术中，换流器在相同的条件下运行，每条支路嵌入的电容器数量相等。因此，所有的调制技术固有地强调了闭合开关的数量和性质大致相同。所以不管采用哪种调制方法来调节桥臂电压，MMC的平均导通损耗都相同[15]。

换相过程中的开关损耗与调制方法的载波频率有很大关系。当载波频率增加时，选择导通的子模块脉冲数会增多，MMC子模块轮换更加频繁，电力电子器件的开关频率也因此增加。所以当载波频率一定时，各调制方法的开关损耗不变。

3 结束语

本文在三相桥式逆变电路及三相桥式MMC两种仿真对象下，采用不同调制技术分别对其控制，通过Matlab/Simulink仿真，对不同调制方法下输出线电压的直流电压利用率、THD进行比较，并对调制过程中存在的功率损耗进行了总结。

仿真结果表明，PWM、SVPWM、载波移相及载波层叠均能实现三相桥式逆变电路的调制，但是在相同仿真条件下，不同的调制方法输出线电压参数(直流电压利用率、THD)各有不同，其中SVPWM调制时直流电压利用率最高。在多电平大功率系统中，由于开关器件多样性及控制复杂性，PWM与SVPWM不易实现调制，本文分别采用载波移相、载波层叠及NLM实现了七电平MMC的调制，仿真结果显示NLM调制时THD最低且直流电压利用率最高。