基于耦合电感的新型高增益软开关直流变换器

屈克庆， 冯苗苗， 赵晋斌

(上海电力学院 电气工程学院，上海 200090)

基于耦合电感的新型高增益软开关直流变换器

屈克庆， 冯苗苗， 赵晋斌

(上海电力学院 电气工程学院，上海 200090)

针对升压直流变换器的高增益问题，以一种带有泵升电容的Boost变换器为基础，提出一种基于耦合电感的新型高增益软开关直流变换器。讨论该变换器的工作原理、性能对比分析、关键参数设计，并且通过仿真验证了理论分析的正确性。该变换器通过引入耦合电感和倍压电容不仅拓展了调控电压增益的自由度,突破了仅由占空比来提升电压的局限，还减小了输出二极管的电压应力，且耦合电感中的漏感缓解了二极管反向恢复问题。利用有源钳位的方法减小了开关两端的应力，并使所有开关管实现软开通，使电路损耗得以降低。

升压变换器；高增益；耦合电感；有源钳位；倍压电容；零电压开关

0 引 言

随着一次能源的储量减少以及对电力的需求日渐上涨，使得发展绿色的新能源成为必然。在新能源系统中，如光伏板、燃料电池的输出电压较低，因此为满足后级直流母线的要求需要将电压升到更高的电压等级[1-2]。传统的升压直流变换器因结构简单被广泛使用，然而其升压比受限，开关器件承受的应力大且转换效率不高， 所以研究高增益的直流升压变换器是一个意义重大的课题[3-4]。

目前，针对Boost变换器拓扑方面提出了很多改进思路。文献[5-6]提出了一种级联型Boost变换器，虽然可以通过将前后级电路串联获得高增益，但是这种拓扑的结构复杂，随着串联级数增多，后级电路中的主开关MOEFET承受的应力会随之增大，而且，有效合理的控制各级开关导通的难度也加大；文献[7]提出了交错并联升压变换器，可以降低电流纹波，然而本质上升压比没有提升还增加成本， 且开关管电压应力很大；文献[8]提出了带开关电容的升压变换器，减小了开关管的电压应力，但多个开关电容的并联会导致开关器件的电流应力过大并增加导通损耗；文献[9-10]提出了基于耦合电感的升压变换器，可以利用灵活的改变耦合系数把电压升高，然而漏感会使得开关MOSFET两端电压出现很高的尖峰并导致电路损耗增加。可以采用无源无损钳位电路，实现了漏感能量的回收利用，但是电路中的开关管仍处于硬开关状态，增加了变换器的损耗。文献[11]通过有源钳位电路有效缓解了漏感带来的问题并实现了软开关，但输出二极管承受的电压应力仍然很大。

针对以上问题，本文以文献[4]的拓扑结构为基础，通过对电路结构加以改进，增加了调控电压增益的自由度，大大提升了升压比，且能够让开关管在电压为零的状态下软开通，降低了开关器件承受的应力，缓解了二极管的反向恢复问题。文中介绍了该变换器的拓扑结构、不同的工作模态及电路中参数的选择依据，并与其它变换器进行了对比。最后对一个变换器模型进行仿真，证明了理论分析的有效性。

1 电路结构及工作原理分析

1.1 电路结构

图1给出了文献[4]和文献[11]提出的变换器。图2(a)给出了本文提出的高增益低应力的软开关直流变换器，其包括直流电源Vin，钳位电容Cc，耦合电感L1和L2，中间储能电容C1、倍压电容C2，主开关S，钳位开关管Sc，二极管D1、D2、D0、滤波电容C0和负载R0。L1和L2可用一个理想变压器、励磁电感Lm和Lk漏感来等效，得到图2(b)表示的变换器的等效电路。

图1 文献[4]和[11]提出的变换器Fig.1 Boost converter proposed in paper[4] and [11]

图2 新型高增益低应力的软开关直流变换器Fig.2 Novel high step-up soft switching DC-DC converter with low voltage stress

1.2 电路原理分析

为简化分析，下假设：1)除了主开关管考虑其并联电容的影响外，其他开关器件看作是理想的；2)C1、C2、Cc足够大；3)不考虑二极管和开关的导通时的压降。图3给出了变换器在一个开关周期内的工作波形，变换器以连续导通方式工作时有8种模态，图4给出了不同模态的功率流。

模态1[t0～t1]：如图4(a)，S在t0时导通，D1、D2导通，Sc、D0关断，直流电源Vin对Lm和Lk充电，使漏感电流ik和励磁电流im线性增加，其变化规律为式(1)、式(2)，电容C1和C2分别由直流源和耦合电感的二次侧并联进行充电，直到t1时刻S关断。

(1)

(2)

图3 变换器的工作波形Fig.3 Key waveforms of the proposed converter

模态2[t1～t2]：如图4(b)，由于S两端并联有电容，S在零电压状态下关断，同时Sc和D0关断，D1、D2导通，电容C1和C2继续充电，电流ik对S的并联电容Cs充电，Cs两端电压从零开始增加，直到S两端电压Vds从0上升到VCc时，其变化规律为式(3)，Sc的反并联二极管Dc导通。

(3)

模态3[t2～t3]：如图4(c)，S、Sc和D0关断，D1、D2、Dc导通，相比Cs,Cc大很多，故认为漏感电流ik近似全部流入钳位电容Cc并对其充电，电流ik和i2下降，im继续上升，其变化规律为式(4)、式(5)。Dc在t2时刻导通保证了Sc导通时的电压为零。直到开关Sc的脉冲信号到来。

(4)

(5)

模态4[t3～t4]：如图4(d)，开关Sc、D2导通，S、D1、D0关断，开关Sc在电压为零的状态下实现软开通，电流ik和i2持续减小，其他工作情况与模态3相同，直到t4时刻i2减到零，D2自然关断。

模态5[t4～t5]：如图4(e)，开关Sc、D0导通，S、D1、D2均关断，D0在D2关断后开通提供续流通道，在此工作模态中，由直流源Vin、电感Lm、电容C1和C2串联释放能量给负载电阻，电流im和ik随着能量的释放而线性减小，其变化规律为式(6)、式(7)，直到Sc关断。

(6)

ik(t)=Ik(t4)-

(t-t4)。

(7)

模态6[t5～t6]：如图4(f)，D0导通，S、Sc、D1、D2关断，由于电容Cs的存在，可使得Sc能够在零电压状态下关断，漏感Lk和电容Cs形成新的谐振，主开关两端电压Vds下降，其变化规律为式(8)，直到Vds降到零时，S的反并联二极管开通。

(8)

模态7[t6～t7]：如图4(g)，D1和D0导通，开关S、Sc、D2关断，电容C1充电，电流im和经过D0的电流iD0减小，ik开始增加，其变化规律为式(8)、式(9)。在此工作模态中处于开通状态的S的反并联二极管，保证了当S导通时其两端电压为零。直到S下一周期的脉冲信号到来。

(9)

(8)

模态8[t7～t8]：如图4(h)，D1和D0导通，Sc和D2关断，S实现软开通，ik在直流源Vin的作用下线性增加，电流iD0持续减小，直到iD0减到零，即二极管自然关断，此时，变换器进入新一周期工作。

图4 各工作模态功率流Fig.4 Current-flow path of operating modes

2 性能分析

2.1 电压增益

为简化分析，变换器在CCM工作模式下，只考虑模态1和5，其他模态的持续时间很短，故可以忽略。设定耦合电感匝比N=n2/n1。不计漏感的影响时，当S处于开通状态时，Lm和C1两端电压为

VLm_charge=VC1=Vin。

(11)

C2两端电压为

VC2=NVin。

(12)

当S处于关断状态时，Lm的放电电压

VLm_discharge=VCc-Vin。

(13)

同时，由KVL可得

VCc=V0-VC1-VC2-N(VCc-Vin)。

(14)

联立式(11)～式(14)可得

(15)

(16)

由Lm的伏秒平衡计算得变换器在理想情况下的增益特性

(17)

其中D为变换器的占空比

在非理想情况下，由于占空比会受漏感的影响而丢失一部分，故变换器实际的增益会比式(17)稍低，经计算得变换器实际增益特性为

(18)

其中km=Lkfs/R0，fs为开关频率。由式(18)可以看出，耦合电感匝比和占空比是影响输出电压的主要因素，同时漏感值、开关频率和输出负载也会对变压器的增益有所影响。图5所示为分别取不同的Lk和N，变换器的电压增益M与D的变化关系。由图可知，M随着N和D的增加明显上升；漏感值增加时，M略有减小，但影响不大。

图5 电压增益与漏感、占空比及耦合电感匝比的关系Fig.5 Voltage gain of the proposed converter

2.2 元件应力分析

一般Lk<

Vds=Vsc=VCc=V0/(N+2-D)。

(19)

二极管D1的电压应力

VD1_stress=V0/(N+2-D)。

(20)

二极管D2的电压应力

VD2_stress=NV0/(N+2-D)。

(21)

二极管D0的电压应力为

VD0_stress=(N+1)V0/(N+2-D)。

(22)

图6所示为选取不同的D，各开关器件的电压应力与N的变化关系，由图可知，所有开关器件的电压应力都比V0低。

图6 开关器件的电压应力与D和N的关系Fig.6 Voltage stress of the proposed converter

2.3 性能对比分析

表1给出了文献[4]带有泵升电容的高增益Boost变换器、文献[11]带耦合电感的变换器和本文提出的变换器的性能对比分析。

表1 高增益变换器之间的性能对比

图7给出不同变换器的特性比较。可以看出相较文献[4]带有泵升电容的直流升压变换器，本文改进后的变换器从电压增益、开关应力及电路损耗等综合性能都有了明显的提升；相比同类文献[11]带有耦合电感的直流升压变换器，选择相同的D和N时，本文所提出的变换器具有更高的升压比，更小的电压应力。

图7 不同变换器的特性比较Fig.7 Curves of performance comparison

3 关键参数设计

3.1 耦合电感匝比设计

由式(19)、式(20)可知，耦合电感匝比对输出电压的大小和开关器件的应力有很大影响，因此，耦合电感匝比是变换器参数设计的关键。根据式(18)得耦合电感的匝比N的选择依据为

(23)

选择一个合适的占空比，然后根据V0和Vin就可以选定N的值。考虑到变换器的导通损耗，占空比一般应小于0.7，但占空比也不宜选的过小，否则就会使耦合电感的值变大，漏感相应变大，从而使得能量损耗增加。因此，在选取占空比时应折中考虑。

3.2 电容的设计

设计电容C1、C2和C0的值时，电容纹波是主要的考虑因素，电容的选择依据为

(24)

其中：P0是输出功率；fs是开关频率；ΔVc是电容C1、C2和C0上的纹波。

3.3 Lm和Lk的设计

选取励磁电感的值时要让变换器保持在CCM模式下工作。当处于临界模式，im的最大值为

(25)

im的平均值为

(26)

由式(26)、式(27)得Lm的选择依据为

(27)

选取漏感值时要保证实现S的软开关，当Sc断开后，S开通前，Lk中的能量比Cs中的能量大，即

LkIk(t6)2≥CsVds(t6)2。

(28)

由此可得Lk的选择依据为

(29)

4 仿真结果分析

为了验证分析的正确性，本文对一个150 W的变换器模型进行了仿真,仿真模型的参数设置如下：输入电压Vin=24 V；输出电压V0=200 V；开关频率fs=100 kHz；耦合电感匝比N=5∶2；励磁电感Lm=25 μH；漏感Lk=2 μH；中间储能电容C1=30 μF；倍压电容=4.7 μF；钳位电容Cc=10 μF；输出滤波电容C0=470 μF；主开关并联电容Cs=1 nF

图8为开关S的触发脉冲信号Vg、输入电压Vin以及输出电压V0的波形，可以看出，当Vin为24 V时，由于漏感的影响，V0略低于200 V，此时D=0.52，证明了变换器可以在较低占空比下获得高增益。

图9为开关S和Sc的触发脉冲信号、漏源电压和流经开关的电流波形，可以看出当开关关断时其两端电压被钳位在50 V且大大缓解了电压尖峰的问题，与理论分析一致。同时S和Sc实现软开通，使开关损耗得以减小。

图8 S的触发脉冲信号Vg、输入电压Vin以及输出电压V0Fig.8 Waveforms of Vg,Vin and V0

图9 S和Sc的软开关波形Fig.9 Waveforms of S and Sc

图10为漏电流ik、励磁电流im和耦合电感二次侧电流i2的波形。图11为二极管D1、D2和D0的电压和电流仿真波形，可以看出，二极管在零电流状态下自然关断，三个二极管承受的电压应力值都小于V0，验证了理论分析的正确性。

图10 漏感电流ik，励磁电流im，耦合电感二次侧电流i2 Fig.10 Waveforms of ik、im and i2

图11 二极管D1、D2和D0的电压电流波形Fig.11 Waveforms of D1，D2 and D0

5 结 论

本文提出了一种基于耦合电感的新型高升压比低应力的软开关DC-DC变换器，文中论述了变换器的工作原理、性能和参数设计并且经过仿真试验，证明本变换器具有的几个优势：首先本变换器实现了从耦合电感匝比和占空比多自由度来调控电压增益，避免占空比工作在接近1的情况；其次所有开关器件上的电压应力都比输出电压低；最后本变换器的开关管能软开通，二极管能在零电流状态下自然关断，大大缓解了反向恢复问题，电路损耗降低。

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Anovelhighgainsoft-switchingDC-DCconverterbasedoncoupledinductor

QU Ke-qing， FENG Miao-miao， ZHAO Jin-bin

(College of Electrical Engineering,Shanghai University of Electric Power,Shanghai 200090,China)

Aiming at solving the high voltage gain problem of boost converter,a high gain soft-switching DC-DC converter with coupled inductor was proposed,which is based on a high step-up boost converter with charge pump capacitor.The working principle,performance comparison and parameters design of the converter were discussed.The simulation result verified the correctness of theoretical analysis.By introducing coupled inductor and switched capacitor,degree of freedom to regulate converter’s voltage gain is extended,which breaks the limit regulating voltage gain only by the duty ratios.Voltage stress on output diode is decreased,and the diode reverse recovery problems caused by leakage inductance is also eased.By using the active clamp circuit,the converter reduces voltage stress on switches and achieves soft switching,so switching loss is reduced.

boost converter; high gain; coupled-inductor; active clamp; switched capacitor; zero-voltage-switching;

(编辑：刘素菊)

2016-01-31

上海绿色能源并网工程技术研究中心(13DZ2251900);上海市人才发展资金(2012024)

屈克庆(1970—)，男，博士，副教授，研究方向为电力电子技术及其在新能源和电力系统中的应用； 冯苗苗(1992—)，女，硕士研究生，研究方向为新能源发电系统中直流变换器的拓扑研究和控制技术； 赵晋斌(1972—)，男，博士，教授，研究方向为电力电子电路、装置与系统，电力电子电路的智能化及模块化控制技术，现代电力电子技术在电力系统中的应用，新能源发电技术。

冯苗苗

10.15938/j.emc.2017.08.004

TM 46

:A

:1007-449X(2017)08-0025-08