基于双平行马赫-曾德尔调制器的大动态范围微波光子下变频方法∗

王云新李虹历王大勇† 李静楠钟欣 周涛‡杨登才戎路

1)(北京工业大学应用数理学院,北京 100124)2)(北京市精密测控技术与仪器工程技术研究中心,北京 100124)3)(电子信息控制国防科技重点实验室,成都 610036)

基于双平行马赫-曾德尔调制器的大动态范围微波光子下变频方法∗

王云新1)2)李虹历1)2)王大勇1)2)†李静楠1)2)钟欣3)周涛3)‡杨登才1)2)戎路1)2)

1)(北京工业大学应用数理学院,北京 100124)2)(北京市精密测控技术与仪器工程技术研究中心,北京 100124)3)(电子信息控制国防科技重点实验室,成都 610036)

(2016年9月9日收到;2017年1月30日收到修改稿)

为了提高微波光子下变频链路的性能,提出了基于集成双平行马赫-曾德尔调制器的微波光子下变频方法.通过理论推导和数值仿真分析了系统的增益和无杂散动态范围,实验搭建了基于双平行马赫-曾德尔调制器的下变频链路,控制直流偏置电压使双平行马赫-曾德尔调制器工作在高载波抑制的双边带调制模式,并对链路进行了性能测试.实验结果表明:该下变频链路的增益为7.43 dB,无杂散动态范围达到了110.85 dB/Hz2/3,工作频段可覆盖5—18 GHz的宽频范围.基于双平行马赫-曾德尔调制器的下变频方法可优化设计输出频谱,系统结构简单、易于实现,为微波光子下变频链路提供了有效的解决方案.

微波光子下变频,双平行马赫-曾德尔调制器,增益,无杂散动态范围

1 引 言

传统微波通信具有易于构建、频谱利用率高、能够在任意方向上发射等优点［1].而光纤通信则具有低损耗、抗电磁干扰等优势［2].微波光子学作为一门新兴的交叉学科,将微波通信与光纤通信结合形成了新型的通信链路系统［3].微波光子链路是将射频(RF)信号调制到光波上,再通过光纤实现RF信号的宽带传输.相比于传统的同轴电缆链路,微波光子链路具有带宽宽、传输损耗小和抗电磁干扰等优势,已经被广泛应用于卫星通信、雷达探测和光控相阵列天线等领域［4−6].

随着无线通信系统对带宽要求的日益提高,微波光子链路传输的微波信号已经逐渐向Ka波段发展,而目前商用的探测器和信号处理模块带宽有限,导致利用探测器直接接收微波信号的传统方法已经不能满足实际需求,为此微波光子下变频技术应运而生,近年来得到了广泛的关注.微波光子下变频是将频率较高的微波信号调制到光载波上,运用光信号处理的方法对信号进行光域内的变换,基于差频原理得到低频信号,可将几十甚至几百GHz的高频信号下变频到MHz量级的低频信号,在此基础上结合现有的技术成熟、成本低的低频器件完成微波信号的后续处理.微波光子下变频技术有利于提高系统的动态范围,优化链路的可靠性,并可大大降低系统的成本.此外,由于光波不会从光纤链路中泄露,微波光子下变频可以实现传统电域内很难达到的高隔离度的频率下转换,该性能参数对监听和电子武器系统尤为重要.以上的诸多优势使得微波光子下变频技术成为微波光子领域的重要研究方向之一.

目前实现微波光子频率下转换主要有三种方法,分别为基于直接调制激光器的下变频［7,8]、基于光波本振(LO)的下变频［9−12]和基于微波LO的下变频方法［13−19].第一种方法对半导体激光器进行直接调制,将RF信号加载到光波上,不需要外部的LO信号源,而是采用Q转换的激光器内部的自振荡器产生LO信号,利用光电探测器的非线性传输区特性实现频率的转换［7,8].该下变频系统结构简单、容易实现,但LO频率难于稳定控制,且对激光器进行直接调制大大限制了传输信号的带宽.2009年,Chen等［9]提出基于分布反馈式激光器的光波下变频方法,将RF信号通过调制器调制到光载波上,通过直接调制分布反馈式激光器产生光波LO信号,在探测器处实现下变频,这种方法需要采用两个激光器,且两激光器间的锁相技术较为复杂.2012年,Torres-Company等［10]首次将光频梳激光器用于微波光子下变频,且可同时实现滤波.在此基础上Wang等［11]对基于光频梳的光波LO下变频链路进行了优化设计,上臂利用RF信号对光频梳进行单边带调制,下臂光频梳通过可调谐延迟线,避免了两臂信号在合并时发生LO与多个梳齿的干涉,输出信号在探测器处实现下变频.该方法可以提供大的下变频频谱范围,但需要采用价格较为昂贵的光频梳激光器,且探测器后需要通过低通微波滤波器获得中频信号.2014年,Pan等［12]提出了基于双驱动强度调制器(DMZM)的微波光子下变频方法,将DMZM输出的调制光信号进行光电探测和滤波处理作为LO信号,系统结构紧凑,且通过调节DMZM的偏置电压可优化转换效率,但为了保证LO信号的纯度和低噪声,需要高Q的电带通滤波器.基于微波LO的下变频是目前应用较为广泛的链路结构.Howerton等［13,14]首次采用两个级联的强度调制器实现下变频,将RF信号和LO信号分别加载到两个调制器上,在探测器处实现频率的下转换.该方法使RF信号和LO信号具有很好的隔离度,但微波信号经过两次调制后,能量损耗较大,系统的转换效率不高.2011年,Haas等［15,16]提出了基于级联相位调制器的下变频方法,将微波信号和LO信号分别加载在两个级联的相位调制器上,实现差频探测.由于采用相位调制器,该链路有着很好的线性度,然而相位调制会产生较多能量接近的调制边带,需要通过窄带光纤光栅滤波器滤除光信号的高次边带,导致系统增益较低.Zou等［17]采用两个级联的偏振调制器实现了宽带和高转换效率的微波光子下变频链路.Sun等［18]将RF信号和LO信号加载到两个平行的双驱动马赫-曾德尔调制器上,结合光学带通滤波器和偏置电压的调节实现单边带调制,在探测器处实现了微波频率下转换,仿真验证了其抑制三阶交调失真的可行性,进而提高了系统的无杂散动态范围(SFDR).2016年,Yu等［19]将RF和LO信号加载在DMZM上,结合光纤布拉格光栅滤波器进行下变频,并通过改变光波波长或调节DMZM的偏置实现下变频信号的相位控制.可见,为了实现有效的微波下变频,基于微波LO的下变频多数需要借助窄带光学滤波器,一方面会降低系统的转换效率,且增加了系统结构的复杂度,另一方面,由于滤波器的带宽不可调节,当LO和RF信号的调制信号落在滤波器带宽之外时,将无法有效探知调制的RF信号,这也就限制了RF信号的频率测量范围.

随着电光调制需求的多样化,人们运用不同的链路结构实现不同的调制特性,一些常用的链路结构逐渐被集成到一个调制器件中,形成了商用化的集成调制器.其中,双平行马赫-曾德尔调制器(DPMZM)集成了两个平行的强度调制器,具有低损耗、低半波电压、工作状态可调等优势.Erwin等［20]结合DPMZM和光学滤波器实现了高转换效率的微波光子下变频检测.在此基础上,他们还采用DPMZM和MZM级联的链路结构抑制三阶交调,实现了大动态范围的微波光子混频器［21].Wen等［22]合理设计DPMZM的工作模式,取LO信号的倍频作为上转换边带,使链路系统对DPMZM器件的带宽要求降低了一半.Huang等［23]采用DPMZM和光学滤波器进行下变频,并借助后续数字信号处理技术提高了动态范围.

本文基于DPMZM,提出了宽带大动态范围的微波光子下变频方法.利用DPMZM实现高载波抑制的双边带调制,理论分析了微波下变频的原理,对下变频链路的增益和SFDR进行了推导和仿真.实验搭建了基于DPMZM的下变频链路,通过控制直流偏置电压,使DPMZM工作在载波抑制的双边带调制状态,滤除了系统中的主要噪声信号,降低了下变频系统对窄带光学滤波器的依赖,实验验证了该链路下变频的可行性,并测量了下变频链路的性能.

2 理论与仿真

2.1下变频原理

基于DPMZM的微波光子下变频链路的结构如图1所示.激光器的输出光作为光载波入射到DPMZM,通过DPMZM将RF信号调制到光载波上.DPMZM由上下两臂的子调制器MZM-a,MZM-b和相移器(PS)组成,MZM-a,MZM-b输入的微波信号分别为νLO(t),νRF(t);输出的光信号分别为EA(t),EC(t).V1,V2,V3分别为MZM-a,MZM-b,PS上加载的直流偏置电压;V1,V2用于控制子调制器MZM-a,MZM-b的偏置点,V3用于改变PS的相移量.在DPMZM的输出端,EC(t)与EA(t)合并为一路,实现光信号的干涉.利用光电探测器对干涉光信号进行光电转换,最后利用频谱分析仪对下变频信号进行频谱分析.

设光载波为连续窄带光信号,因此,激光器的输出信号可以表示为

式中Ein为光载波振幅,ωc为光载波的角频率.DPMZM的上臂和下臂分别加载单音LO微波信号νLO(t)和RF信号νRF(t),可分别表示为

式中,VLO,VRF为LO和RF微波信号的幅值;ωLO,ωRF为其角频率.MZM-a和MZM-b本质为两个强度调制器,则其输出EA(t)和EB(t)均为光载波和一系列调制边带的叠加.为了降低底噪,有效探测LO与待测微波的差频信息,有必要对光载波进行抑制,进而使MZM-a和MZM-b的一阶边带在探测器中实现差频,得到所需要的中频信号,如图2中的频谱图所示.为此调节直流偏置V1,V2,V3使DPMZM工作在载波抑制双边带调制状态,此时输入的偏置电压满足

图1 (网刊彩色)基于DPMZM的微波光子下变频链路示意图Fig.1.(color online)Schematic diagram of the microwave photonic frequency down-conversion system based on DPMZM.

图2 获取中频信号的示意图 (a)EA(t)处的光谱分布;(b)EC(t)处的光谱分布;(c)探测器输出的频谱分布;ℑ表示傅里叶变换Fig.2.Schematic for detection of the intermediate frequency signal:(a)Optical spectrum of EA(t);(b)optical spectrum of EC(t);(c)frequency spectrum of the output from detector.The ℑ indicates Fourier transform.

在此条件下,经过LO和待测RF信号调制后,DPMZM的上臂和下臂输出的光信号EA(t)和EC(t)分别为

式中,tff为DPMZM的插入损耗;βLO,βRF为LO信号和RF信号的调制度.

DPMZM的上臂和下臂输出信号相遇干涉,对干涉信号进行第一类贝塞尔级数展开,可得DPMZM的输出光信号为

式中J2n−1(βLO)表示2n−1阶的第一类贝塞尔级数.该信号入射光电探测器,在探测器中完成差频探测,中心频率ωIF=|ωRF−ωLO|的差频信号可表示为

式中Rout为探测器的匹配阻抗.

2.2链路增益分析

系统增益为微波光子链路输出RF功率和输入RF功率的比值,反映了链路的功率转换效率,增益越大表示系统功率衰减越小,转换效率越高.针对微波光子下变频系统,增益即为下变频中频信号与输入待测RF信号的功率比.根据上述分析,基于DPMZM的下变频系统的增益为

利用Matlab软件对系统增益进行仿真计算,设光载波功率Pin为11.63 dBm,DPMZM的半波电压Vπ为2.8 V,插入损耗tff为7 dB,探测器的响应度ℜ为0.85 A/W,匹配阻抗Rout为50 Ω.PRF为输入RF信号的功率,系统LO信号和RF信号的功率范围定为0—14 dBm.图3给出了系统增益与LO功率和RF功率之间的关系,可见在系统接收微波信号功率不变的条件下,系统增益值随着LO功率的增加而增大,说明适当提升LO信号功率可以改善系统的增益,而当系统LO信号的功率不变时,接收RF信号功率的增加对系统增益的影响并不明显.

图3 (网刊彩色)链路的增益与LO功率和RF功率的关系Fig.3.(color online)Relation of the conversion efficiency to LO power and RF power.

2.3 SFDR分析

SFDR是综合体现链路处理微弱信号及大功率信号的重要参数,它是指使信号的输出功率大于系统本底噪声,且交调信号的输出功率不超过本底噪声输出功率的输入功率范围.可见,SFDR下限受限于系统的噪声水平,上限受限于系统的非线性效应.在微波下变频系统的输出频谱中,三阶互调失真(IMD3)信号是强度最高的失真信号,其对中频信号的干扰最大且不易滤除,因此通常利用IMD3信号评价该系统的SFDR性能.为了计算IMD3信号的输出功率,将双音微波信号作为系统的输入信号,则输入信号为

式中ωRF1,ωRF2分别为两个RF信号的角频率.

DPMZM经过LO信号和RF信号调制后,输出光信号为

式中βRF1,βRF2分别表示输入两个不同RF微波信号的调制度.

对两个RF信号进行下变频获得的中频信号频率分别为ω10=ωRF1−ωLO,ω20=ωRF2−ωLO,则相应的三阶交调信号频率为2ω20−ω10,2ω10−ω20,这里仅对频率为2ω20−ω10的信号进行分析,经探测器后输出的下变频中频信号的光电流i20和三阶交调信号的光电流iIMD3可分别表示为

当三阶交调信号功率刚好等于噪声本底时,中频信号与IMD3信号之间的输出功率差就是SFDR.因此本系统的动态无杂散范围可表示为

图4 (网刊彩色)SFDR的仿真结果Fig.4.(color online)Simulation results of SFDR.

利用Matlab软件对系统的SFDR进行了模拟计算.仿真中,光载波功率Pin为11.63 dBm,DPMZM的半波电压Vπ为2.8 V,插入损耗tff为7 dB,探测器的响应度ℜ为0.85 A/W,匹配阻抗Rout为50 Ω. 图4为LO功率为14 dBm时链路的SFDR仿真结果,结果表明此时的SFDR为127.52 dB/Hz2/3.

3 实验与分析

3.1下变频链路的搭建和性能测试

为了验证基于DPMZM的微波光子下变频的可行性,搭建了如图5所示的下变频光链路.激光器的输出光入射到DPMZM,对DPMZM加载LO和RF信号实现光载波的调制,通过直流电源控制DPMZM的工作状态,使其工作在载波抑制双边带调制下,利用掺铒光纤放大器(EDFA)对DPMZM输出的光信号进行放大,使EDFA的输出光信号功率与探测器的输入动态范围匹配.实验中,光源采用分布式反馈窄带宽激光器,中心波长为1550 nm,线宽为500 kHz,功率为11.63 dBm,DPMZM的半波电压为2.8 V,插入损耗为7 dB,探测器的带宽为6 GHz,响应度为0.85 A/W.实验过程中借助光谱仪(Yokogawa AQ6370)和频谱仪(Tektronix RSA5126B)分析光信号和电信号的频谱分布.

首先验证该微波光子链路对微波信号下变频的可行性.实验中,对DPMZM调制器加载功率为6 dBm、频率为16 GHz的LO信号,同时加载6 dBm的待测RF信号功率,其频率为16.10 GHz,调节DPMZM的直流偏置电压,使其工作在抑制载波双边带调制状态,图6是在光谱仪上获得的DPMZM的输出光谱,可见利用DPMZM器件获得了26 dB的高载波抑制比,获得了较为纯净的LO和待测RF信号的一阶边带,可有效减少载波信号对系统下变频信号的干扰.

图5 (网刊彩色)实验搭建的微波光子下变频链路Fig.5.(color online)Experimental setup of down-conversion microwave photonics link.

改变RF信号频率,变化范围从16.03 GHz到16.19 GHz,频率间隔为20 MHz,利用频谱仪分析探测器输出电信号的频谱,实验结果如图7所示,可见链路获得了30—190 MHz的中频信号,说明本系统通过将高频RF信号与LO信号拍频,在探测器处获得了下变频信号,且理论值与实验值完全相符.

图6DPMZM的输出光谱Fig.6.Output optical spectrum of DPMZM.

图7 (网刊彩色)下变频信号的测量Fig.7. (color online)Measurement of the downconversion signal.

在验证下变频可行性的基础上,对基于DPMZM的微波光子下变频链路的性能进行了测试.首先分析系统的增益特性,对DPMZM加载LO信号和单音RF信号,LO信号的功率为8 dBm,频率为16 GHz,RF信号的频率为16.10 GHz,调节RF信号的功率从0 dBm增加至14 dBm,功率间隔为1 dBm,图8(a)为输入RF信号与获得中频信号功率的关系,可见下变频后的中频信号功率随着RF信号功率的增加而增加,平均增益为1.96 dB.为了分析LO信号功率对下变频链路增益的影响,实验中改变LO信号的功率,使其从0 dBm到14 dBm变化,功率变化间隔为1 dBm,然后重复上述实验,获得了增益与LO功率的关系,结果如图8(b)所示,可见系统平均增益随着LO功率的增加而增加,与仿真结果取得了很好的一致性,且系统LO信号的功率为14 dBm时,系统增益达到最高值7.43 dB.

图8 (网刊彩色)链路增益的实验结果 (a)LO功率为8 dBm时,RF信号功率与下变频中频信号功率的关系;(b)LO功率与链路增益的关系Fig.8.(color online)Experimental results of conversion efficiency:(a)Intermediate Frequency power versus the RF power when the power of LO is 8 dBm;(b)conversion efficiency versus the LO power.

为了测试下变频系统的SFDR性能,需要向系统输入双音RF信号,即系统的接收RF信号要含有两个频率成分. 因此,我们使用两台Angilent公司生产的40 GHz的RF信号源产生微波信号,其中心频率分别为16.100 GHz和16.097 GHz,功率范围为0—14 dBm,每次改变1 dBm,系统LO信号频率为16 GHz.图9是LO功率为14 dBm时的SFDR性能,可见此时SFDR达到110.85 dB/Hz2/3.实验结果与仿真结果有一定的差距,主要是由于制作工艺的限制,DPMZM器件的两个子MZM的半波电压不完全一致,光功率的分配也不能达到完全均衡,这些都会导致SFDR性能的降低.

图9 (网刊彩色)SFDR性能测试结果Fig.9.(color online)Tested results for SFDR.

最后对基于DPMZM的微波下变频链路系统的频率响应进行了分析,由于系统中无须使用窄带的光学滤波器,其频率响应主要取决于DPMZM器件.实验中通过调节微波信号的频率,测量了系统的频率响应曲线,结果如图10所示.可以看出该系统在5—18 GHz的频率范围内均可获得7.10 dB以上的增益,且随着微波信号频率的增加,系统增益略有减小,这是由于随着微波信号频率的提高,DPMZM器件中的两个MZM子臂的半波电压逐渐升高,导致微波信号对两个MZM子臂的调制度降低,从而降低了系统的增益,该增益的变化可以利用后续数字信号处理予以补偿.

图10 (网刊彩色)系统的频率响应曲线Fig.10.(color online)Frequency response curve for the system.

4 结 论

为了改善微波光子下变频链路的性能,本文提出了基于集成DPMZM的微波光子下变频探测方法.通过理论和仿真讨论了下变频的原理和性能.实验搭建了基于DPMZM的下变频链路,控制直流偏置使DPMZM工作在高载波抑制的双边带调制模式,有效抑制LO和高次边带对下变频的影响,降低了系统对窄带滤波器的依赖.性能测试表明在LO功率为14 dBm条件下,该下变频链路的增益为7.43 dB,SFDR达到了110.85 dB/Hz2/3.基于DPMZM的下变频方法具有高增益和大动态范围,且无需使用窄带滤波器,为微波光子通信提供了结构简单、易于实现的宽带、大动态范围的下变频方法.

[1]Minasian R A 2006IEEE Trans.Microw.Theory Tech.54 832

[2]Thomas V A,EI-Hajjar M,Hanzo L 2016IET Commun.10 534

[3]Jia Z S,Yu J J,Chang G K 2006IEEE Photon.Technol.Lett.18 1726

[4]Sancho J,Chin S,Sagues M,Loayssa A,Lloret J,Gasulla L,Sales S,Thevenaz L,Capmany L 2010IEEE Photon.Technol.Lett.22 1753

[5]Kazaura K,Wakamori K,Matsumoto M,Higashino T,Tsukamoto K,Komaki S 2010IEEE Commun.Mag.48 130

[6]Nguyen L V T 2009IEEE Photon.Technol.Lett.21 642

[7]Lasri J,Shtaif M,Eisenstein G,Avrutin E A,Koren U 1998J.Lightwave Technol.16 443

[8]Li Y F,Wang R Y,Herczfeld P,Klamkin J,Johansson L,Bowers J 2009IEEE MTT-S International Microwave SymposiumBoston,USA,June 7–12,2009 p153

[9]Chen Y S,Zhang C,Hong C,Li M J,Zhu L X,Hu W W,Chen Z Y 200914th Opto.Electronics and Communication ConferenceHong Kong,China,July 13–17,2009 p556

[10]Torres-Company V,Leaird D E,Weiner A M 2012Opt.Lett.37 3993

[11]Wang J J,Chen M H,Liang Y H,Chen H W,Yang S G,Xie S Z 2014IEEE Microwave Photonics(MWP)and the 2014 9th Asia-Paci fi c Microwave Photonics Conference(APMP)Sapporo,Japan,October 20–23,2014 p222

[12]Tang Z Z,Zhang F Z,Pan S L 2014Opt.Express22 305

[13]Howerton M M,Moeller R P,Gopalakrishnan G K,Burns W K 1996IEEE Photon.Technol.Lett.8 1692

[14]Gopalakrishnan G K,MoellerR P,Howerton M M,Burns W K,Williams K J,Esman R D 1995IEEE Trans.Microw.Theory Tech.43 2318

[15]Hass B M,Murphy T E 2011IEEE Photon.J.3 1

[16]Pagan V R,Haas B M,Murphy T E 2011Opt.Express19 883

[17]Li P X,Pan W,Zou X H,Pan S L,Luo B,Yan L S 2015IEEE Photon.J.7 5500907

[18]Sun J L,Yu L,Zhong Y P 2015Opt.Commun.336 315

[19]Jiang T W,Yu S,Wu R H,Wang D S,Gu W Y 2016Opt.Lett.41 2640

[20]Erwin H W Chan,Robert A M 2012J.Lightwave Technol.30 3580

[21]Ali A,Erwin H W Chan,Robert A M 2014Appl.Opt.53 3687

[22]Gao Y S,Wen A,Zhang H X,Xiang S Y,Zhang H Q,Zhao L J,Shang L 2014Opt.Commun.321 11

[23]Huang L,Li R M,Chen D L,Xiang P,Wang P,Pu T,Chen X F 2016IEEE Photon.Technol.Lett.28 880

PACS:84.40.–x,42.79.Hp,42.79.SzDOI:10.7498/aps.66.098401

Dual-parallel Mach-Zehnder modulator based microwave photonic down-conversion link with high dynamic range∗

Wang Yun-Xin1)2)Li Hong-Li1)2)Wang Da-Yong1)2)†Li Jing-Nan1)2)Zhong Xin3)Zhou Tao3)‡Yang Deng-Cai1)2)Rong Lu1)2)

1)(College of Applied Sciences,Beijing University of Technology,Beijing 100124,China)2)(Beijing Engineering Research Center of Precision Measurement Technology and Instruments,Beijing University of Technology,

Beijing 100124,China)3)(Science and Technology on Electronic Information Control Laboratory,Chengdu 610036,China)

9 September 2016;revised manuscript

30 January 2017)

With the rapid development of the microwave photonic communication technology,the frequency of the microwave signal is expanded to the Ka waveband,since most of low frequency bands are occupied.However,the current commercial detectors and signal processing modules are limited by bandwidth.Therefore,the traditional method of directly detecting the microwave signals cannot meet the actual demands.It is essential to achieve the microwave photonic down-conversion from the high frequency microwave signal(～10 GHz)to the lower frequency signal(～100 MHz).Meanwhile,the downconversion low frequency signal can be processed by the existing mature technology and low cost devices.The microwave down-conversion link can e ff ectively avoid leaking the local oscillator,and it possesses many advantages such as high bandwidth and spurious free dynamic range,low loss and low noise.

In this paper,a microwave photonic down-conversion system is presented based on the integrated dual-parallel Mach-Zehnder modulator(DPMZM)to increase the spurious-free dynamic range as well as conversion efficient of microwave photonic link.The integrated DPMZM is mainly comprised of two intensity modulators(MZM-a and MZM-b),and a phase shifter.The radio frequency(RF)signal is loaded into DPMZM to modulate the optical signal.The local oscillator is loaded into the MZM-a to produce the 1stlocal oscillator sideband,and two RF signals are fed to the MZM-b to form the 1stRF signal sideband.The direct current bias of the DPMZM is adjusted to output a high carrier suppressed double sideband(DSB)signal.The erbium-doped fi ber ampli fi er is used to increase the power of light to match the power range of the detector.The RF signal sideband and local oscillator sideband are mixed to produce the beat frequency,and the frequency down-conversion can be achieved.The principle of frequency down-conversion is elaborated by theoretical analysis.The conversion efficiency and spurious free dynamic range are analyzed and simulated.On this basis,the microwave photonic link of frequency down-conversion is built.The performance of the system is tested.The ratio of optical carrier power to sideband power of the DSB signal is 26 dB.The experimental result shows that the conversion efficiency is 7.43 dB and spurious-free dynamic range is 110.85 dB/Hz2/3.The down-conversion method based on the DPMZM can optimize the output spectrum of the sideband.The structure of system is simple and easy to implement,so it is a good option for improving the conversion efficiency and spurious-free dynamic range.

microwave photonic down-conversion,dual-parallel Mach-Zehnder modulator,gain,spuriousfree dynamic range

10.7498/aps.66.098401

∗国家自然科学基金(批准号:61372061,51477028,61475011)资助的课题.

†通信作者.E-mail:wdyong@bjut.edu.cn

‡通信作者.E-mail:zhj_zht@163.com

*Project supported by the National Natural Science Foundation of China(Grant Nos.61372061,51477028,61475011).

†Corresponding author.E-mail:wdyong@bjut.edu.cn

‡Corresponding author.E-mail:zhj_zht@163.com