基于LLC谐振的微型光伏并网逆变器研究

廖鸿飞，熊 宇，王志强

（1.中山火炬职业技术学院 电子工程系，中山 528436；2.华南理工大学 电力学院，广州 510641）

0 引言

微型光伏并网逆变器由于能对单个光伏组件的最大功率点进行跟踪，有效克服了传统集中式光伏并网逆变器的缺点，发电量得到大大提高并且扩展灵活，因此在新能源利用中展示了其巨大的潜力[1,2]。

由于微型光伏并网逆变器功率较小，因此由反激变换器构成的微型并网逆变器受到了关注。但由于反激变换器工作于硬开关状态，其效率较低，并且纹波较大，因此文献[3,4]提出了交错并联有源箝位反激拓扑，虽然改善了基于反激变换器的微型并网逆变器的性能，但是其结构较为复杂，并且反激变压器单向磁化，其变压器利用率较低。

谐振变换器可以使功率器件在全负载范围内实现软开关，具有很高的变换效率，能减小逆变器的体积，因此研究者对由串联谐振变换器构成的微型光伏并网逆变器进行了深入研究[5]。但由于串联谐振变换器增益曲线较为平缓，频率变化范围较宽，负载调节特性较差，因此M.Harfaman-Todorovic等人提出了采用具有较好调节特性的LLC谐振变换器为微逆变器的前级[6]，但其LLC变换器只做直流升压，后级仍采用了高频全桥逆变，由于高频全桥逆变电路开关损耗较大，驱动复杂，在小功率场合，成本较高，并且效率较难优化[7]。

本文提出了一种新型的基于LLC谐振的微型并网逆变器，采用LLC谐振变换器作为微型并网逆变器的DC/DC变换级，将光伏电池输出的直流电转换成与电网电压同频同相的直流正弦半波电压电流；后级采用由晶闸管构成的工频极性转换电路作为并网逆变器的DC/AC级，将 DC/DC变换级输出的直流正弦半波电压电流逆变成与电网电压同频同相的交流电。经实验验证，其工作可靠，效率较高。

1 系统结构与控制系统设计

1.1 系统的组成结构

微型并网逆变器的系统结构如图1所示。PV为光伏电池，Cd为功率解耦电容。整个逆变器由LLC谐振变换器，DC/AC变换器两级所构成。

图1 系统构成

LLC谐振变换器的功能是将光伏电池板输出的低压直流变换成与电网电压同频同相的直流正弦半波电压电流，其结构如图1所示。由于微型并网逆变器只与单组太阳能电池板连接，输出功率较小、输入电压较低，因此采用半桥LLC谐振变换器作为主电路能减小器件带来的损耗。Lr为串联谐振电感，Lm为变压器激磁电感，Cr为串联谐振电容。同时为了能向电网输出功率，其输出电压应等于电网电压最大值，电压较高，因此LLC谐振变换器输出采用由D1，D2，D3，D4构成的全桥整流结构，C1为高频滤波电容，滤除LLC谐振变换器输出的高频纹波。

DC/AC级是由晶闸管S1，S2，S3，S4构成的工频极性转换电路，只起到开关切换的作用，将LLC谐振变换器输出的直流正弦半波电压电流逆变成与电网电压同频同相的交流电，经EMI滤波器输出给交流电网。与高频全桥逆变相比，工频极性转换电路开关频率低，开关损耗较低，驱动简单，成本也较低。

1.2 控制系统设计

本方案的控制系统示意图如图2所示，整个控制系统由输出AD采样，锁相环PLL，MPPT计算，PI电流调节，LLC控制及极性转换控制等部分构成。

图2 控制系统框图

要对并网电流进行精确控制，首先需要得到并网电流误差值Ier，即参考电流Iac-ref和输出电流Iac之差。并网输出电流Iac可以通过对并网逆变器输出直接采样得到；参考电流Iac-ref先通过对光伏电池的输出电流电压采样，再经MPPT运算后与电网电压同频同相的正弦半波相乘得到。

LLC谐振变换器的驱动信号由LLC控制器根据并网电流误差值Ier经PI运算后的误差信号产生。工频极性转换电路的控制信号可以通过锁相环PLL对电网电压过零点进行采样得到。

2 LLC谐振变换器的设计

由于微型并网逆变器中的LLC谐振变换器输出的电压电流为正弦半波，因此其控制方式、负载等效和参数设计方式和传统LLC存在一定区别。

2.1 LLC谐振变换器的增益控制

LLC谐振变换器是通过调整谐振网络增益来调节输出电压的， LLC谐振网络的交流增益为[8]：

在本方案中，LLC谐振变换器的输出电压为逆变器输出电压经工频极性转换电路反向整流得到，即输出电压为正弦半波，因此在一个工频周期内，其增益变化范围较大。

在交流过零点附近，输出电压非常低，增益将非常小。图3所示为LLC谐振变换器增益曲线，Mmin是所需的最小增益，其与增益曲线的相交点对应于不同负载下的归一化频率。从图中可见，当增益很小时，LLC谐振变换器的频率将非常高，这对于变换器的效率优化是不利的。由于在交流过零点附近，LLC谐振变换器输出的功率非常小，因此LLC谐振变换器在过零点附近应进入间歇工作模式。

图3 LLC谐振变换器的增益曲线

LLC谐振变换器的间歇工作模式如图4所示[9]，在间歇工作模式时，输出将有低频纹波 ΔVO，图中Tburst为间歇的时间，Ton为间歇工作时间，Toff为间歇关断时间。从图中可以看到，在Ton期间，半桥LLC谐振变换器的开关管Q1，Q2交替导通，向输出提供能量，输出电压增加，其增量为 ΔVO。在Toff期间，输出电压将降低。

图4 LLC谐振变换器间歇工作模式示意图

为使系统获得较高的效率，可以使Ton期间，开关管的开关频率fs为谐振频率fr。同时为了减小输出电压纹波 ΔVO，使输出波形尽量平滑，应尽可能减小Ton的时间，并根据输出电压值调整所需的Tburst。

2.2 负载等效

在微型光伏并网逆变器中，LLC谐振变换器的输出电流为正弦半波，其输出功率在一个工频周期内是不断变化的。但由于并网逆变器的输出为单位功率因数，即电压和电流为同相，因此LLC谐振变换器的负载可等效为一个电阻，其等效负载电阻为：，其中为交流电网电压的有效值，Po为并网输出功率。

对于LLC谐振变换器，为了方便分析和计算，通常将输出负载电阻等效至原边，构成如图5所示的等效电路，其原边交流等效电阻为：，其中n为变压器原副边匝比。

图5 LLC谐振电路的等效电路图

2.3 参数的优化设计

由于LLC谐振变换器中的功率器件均实现了软开关，因此其开关损耗较小，一般以导通损耗占主导。而LLC谐振变换器的电流有效值和导通损耗随电感比k的增加而减小[8]，这意味着增加激磁电感Lm，可以减小激磁电流，提高效率。但由于在死区时间内，激磁电流需要给寄生电容放电，使MOSFET实现ZVS，因此激磁电感Lm有最大值。

在死区时间内，激磁电流应该大于寄生电容放电所需电流，因此有：，式中Td为死区时间，Czvs为MOSFET的寄生结电容。

由于在开关管导通过程中，输出电压通过变压器折射回原边，激磁电感被输出电压箝位，激磁电流线性上升，在开关管关断时达到最大值，因此激磁电流峰值为：

同时LLC谐振变换器参数的设计还应满足软开关的要求，由图3可知，LLC谐振变换器的输入阻抗为：，要使其实现软开关，必须使谐振网络工作于感性区域，即阻抗角大于零。因此可得到实现ZVS的最大Q值为：其中Mmax为所需的最大交流增益。

3 实验验证

为验证本方法的可行性，制作了250W实验样机，样机参数如表1所示。

表1 实验样机参数列表

逆变器输出250W时的输出电压和电流波形如图6所示，从图中可以看出，输出并网电流为正弦波，波形基本没有畸变，谐波含量非常低。图7为正弦波峰值点时LLC谐振变换器谐振电流ir和下管Q2的漏源极电压vds的波形，从图中可以看到，LLC谐振变换器谐振网络的电压超前于电流，谐振网络呈感性，开关器件工作于零电压开关状态。图8为整机效率曲线，在满载时，整机效率为96%，效率比其他并网微逆变器高，达到节能的目的。

图6 并网电压电流波形

图7 LLC谐振变换器工作波形

图8 整机效率曲线

4 结论

本文提出了一种由LLC谐振变换器和工频极性转换电路构成的微型并网逆变器。LLC谐振变换器将光伏电池板输出的低压直流变换成与电网电压同频同相的直流正弦半波电压电流；工频极性转换电路构成的DC/AC变换器将LLC谐振变换器输出的直流正弦半波电压电流逆变成与电网电压同频同相的交流电，经EMI滤波器输出给交流电网。文中给出了主电路参数和控制系统设计方法，最后制作了250W实验样机，经实验验证，基于LLC谐振的微型并网逆变器具有效率高，输出电流波形畸变小的特点。

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