一种用于新能源混合发电的移相控制三端口DC-DC变流器

宋 鑫 肖建国 牛洁茹 李武华 孙宏伟

(1.江苏自动化研究所 连云港 222061 2.浙江大学电气工程学院 杭州 310027)



一种用于新能源混合发电的移相控制三端口DC-DC变流器

宋 鑫1肖建国2牛洁茹1李武华2孙宏伟1

(1.江苏自动化研究所 连云港 222061 2.浙江大学电气工程学院 杭州 310027)

结合新能源混合发电要求，介绍一种三端口电气隔离、软开关运行和低输入电流纹波的三端口多向DC-DC变流器。首先通过对三绕组高频变压器的T/Δ等效变换，对5种工作模态下的功率和变压器电流有效值进行近似统一，得出全运行范围下的通用表达式，简化了分析和降低了设计复杂度；然后对开关管的软开关运行条件进行分析，证明该拓扑具有良好的软开关特性；最后设计了一台2.5 kW的实验样机，对此变流器在宽电压输入范围条件下的工作模态和软开关特性进行实验验证，证明了理论分析的正确性。

三端口DC-DC变流器 宽输入变换 软开关

0 引言

近年来，随着环境问题的凸显和能源危机的加剧，新能源发电受到广泛重视。但以风能和太阳能为代表的新能源存在能量随机波动的特点，往往需要在这类新能源发电系统中加入储能设备，提供削峰填谷的功能，使新能源发电系统产生较稳定的功率流，以减小对电网的冲击[1-3]。光伏发电配合储能电池(PV-battery)的混合发电系统是学术界的一个研究热点。传统的PV-battery混合发电系统一般需要两个独立的DC-DC变流器。其中一个变流器实现光伏发电能量的转换，另一个变流器实现储能电池的充放电[4，5]。这种独立配置方案的变流器结构简单且易于控制，但系统体积和成本均较高。采用多端口变流器代替独立变流器，可提升功率密度，成为公认的优选方案[6]。

文献[7]通过并联结构将独立的Buck-Boost变流器组合成多端口变流器，但功率器件并未有效共享。基于分时控制思路，文献[8，9]提出了系列多路输入的多端口拓扑结构，但这些拓扑结构中的功率器件和磁心元件需承受较大的电压电流应力，同时各端口的输出能量互相耦合，难以控制。文献[10]给出了从单输入变流器推导出多输入变流器的适用性方法。文献[11-14]利用磁耦合方式，将半桥和全桥等结构进行合并形成多端口拓扑结构，这类拓扑具有零电压软开关、能量流动清晰以及结构配置灵活等优点。基于磁耦合方式，提出了一种移相控制的三端口DC-DC变流器拓扑，如图1所示。该变流器结构提升了端口器件利用率，实现了零电压软开关，并能宽范围运行，满足新能源混合发电要求。

图1 移相控制型三端口DC-DC变流器Fig.1 Three-port DC-DC converter with phase-shift control

1 三端口DC-DC变流器拓扑结构

图1所示的变流器采用移相控制方式，其中n1、n2和n3为高频变压器的3个绕组匝数；L1、L2和L3为变压器3个绕组的等效漏感和外加电感之和；直流源VS，电感LS1和LS2，开关管SS1、SS2、SS3和SS4以及母线电容CS组成端口1的单元电路；直流源VF，电感LF1和LF2，开关管SF1、SF2、SF3和SF4以及母线电容CF组成端口2的单元电路；直流源VH，开关管SH1、SH2、SH3和SH4，母线电容CH1和CH2以及隔直电容Cm组成端口3的单元电路。3个端口的单元电路通过三绕组变压器连接在一起，并通过移相控制方式实现能量的传输与管理。

端口1和端口2均为交错并联双向Buck-Boost结构。通过PWM控制方式，可在输入电压VS和VF大幅度变化的情况下得到较稳定的低压侧母线电压V1和V2，使移相控制时变压器各绕组上每匝电压值相等，从而减小了宽范围输入条件下的变压器电流峰值，并改善了该变流器零电压软开关(ZVS)的工作区域，实现宽电压范围变换。此外，Boost结构还具有升压功能，降低了变压器的升压匝比，使变压器便于优化设计。端口3为桥式倍压结构，适合于高压直流源接入。开关管电压应力为高压母线电压Vbus的一半，可使用低压开关管来提高变流器的性能。此外，隔直电容Cm从功能角度可归类为一个开关电容，实现了高压侧的倍压功能，进一步提高了此变流器的升压比。此外，端口1、端口2和端口3的所有功率器件均为有源可控器件，能够实现能量的多端口互传，具有很好的通用性。

由于占空比的PWM调节，端口1和端口2两个桥臂的中点电压v1和v2为脉冲宽度可变且平均值为零的交变电压；端口3的中点电压v3经隔直电容Cm后为脉冲宽度恒定的交变电压。对于移相控制变流器而言，图1中的电路可简化为图2所示的等效电路，并将端口1、端口2和端口3的变压器匝比表示为1∶N2∶N3。

图2 三端口DC-DC变流器等效电路Fig.2 Equivalent Circuit of proposed DC-DC converter

2 工作模态分析

图1所示的三端口DC-DC变流器中，为了适应宽输入特性的新能源发电部件的接入需求，端口1和端口2的占空比变化范围较大，v1、v2和v3的波形有较大差异，使电路分析复杂化。

由于端口1和端口2在电路结构和参数上具有对称性，本节以端口1为例进行分析。端口1的占空比可分为D≤0.5和D>0.5两段，如图3所示。图中vSS1和vSS3为开关管SS1和SS3的驱动波形，且vSS3滞后于vSS1180°；开关管SS2和SS4分别与SS1和SS3呈互补关系。将占空比D定义为开关管SS1和SF1的导通时间与开关周期之比。从图3中可知，在不同占空比条件下，端口1两桥臂间中点电压v1的脉宽θ相对于vSS1上升沿的相位α有

(1)

(2)

图3 端口1和端口2不同占空比下中点电压波形Fig.3 Waveforms at different duty cycle for port 1 and 2

三绕组高频变压器是该变流器的核心元件，但其T形变压器结构不便于移相控制分析，其Δ形等效变换见附录。

该变流器的移相控制策略可等效为3个端口的中点电压和三绕组变压器Δ形等效电路的组合，如图4a所示。端口3采用0.5恒定占空比控制，SH1和SH4同时导通，剩余部分SH2和SH3同时导通，中点电压如图4b中v3所示。端口1和端口2的中点电压随输入电压的变化而变化，如图4b中v1和v2所示。

在PWM调制下，v1和v2的脉宽θ1和θ2随输入电压的变化而变化，其定性规律为：在0

图4 三端口变流器移相控制等效电路Fig.4 Equivalent circuit of tri-port converter

由于所有端口中两个桥臂之间均移相180°，故v1、v2和v3的波形均关于O点奇对称，同时O点也是v1、v2和v3的基波过零点。所述的移相式三端口DC-DC变流器移相角φ定义为v1、v2和v3的基波相位差。按上述对移相角的定义，图4b所示的3个波形间的移相角为零。此外，v1和v2的脉宽和相位角的相对大小均可变，但由波形的对称性可知它们呈对称关系。故下文以v1超前于v2和v3，且θ1>θ2这种情况为例，对变流器工作模态进行详细分析，其他情况将以通用性结论给出。图4b中的两个变量Δ1和Δ2定义为

(3)

(4)

当移相角在0～90°范围内变化时，该变流器具有5种不同的工作模态，分别为：

v1与v3移相，且v1超前于v3：模态1，0≤φ≤Δ1；模态2，Δ1<φ<π-Δ1。

v1与v2移相，且v1超前于v2：模态3，0≤φ≤Δ2；模态4，Δ2<φ≤Δ2+2Δ1；模态5，φ>Δ2+2Δ1。

图5为变流器工作在模态1时，移相电感L13电压电流波形，虚线是v3在移相角为零时的位置。

图5 模态1时移相电感L13电压电流波形Fig.5 Voltage and current waveforms of L13 in model 1

对于移相控制变流器的稳态工作分析，可参考文献[14]。本节主要计算传输功率及移相电感的电流峰值和电流有效值表达式。由于图5中电流i13的平均值为零，同时波形在一个开关周期内具有对称性，只需分析半周期即可。设定以图5中电压v1从-V1到0的上升沿作为时间零点，移相电感电流i13半个开关周期内的瞬时值表达式为

i13=

(5)

由电感电流i13的电流平均值为零且波形对称性可知

(6)

结合图5、式(5)和式(6)，可得电流平台值I0和电流峰值Ip分别为

(7)

(8)

平均功率为电压v1和电流i13在一个开关周期内的积分平均值为

(9)

电流i13的有效值IRMS为

(10)

由式(8)可知，在模态1时，移相电感的电流峰值不随移相角的变化而改变，只与v1的脉宽有关。当占空比D远大于0.5时，电流峰值增大。

当此变流器工作在其他4种模态时，移相电感电压电流波形如图6所示。

其他4种工作模态下的移相电感电流峰值Ip、电流平台I0、电流有效值IRMS和传输功率P均可类似于模态1推出，在此不再赘述。由此可找出电流有效值IRMS和传输功率P的全范围统一表达式为

图6 其他4种模态时移相电感电压电流波形Fig.6 Key waveforms at other 4 operation modes

(11)

(12)

式中下标x和y表示3个端口的其中任意两个端口，并假设θx≥θy。由于此变流器具有对称性，移相角小于零的状态与大于零的状态之间在功率表达式上符号相反，电流有效值和峰值因没有负值而不发生任何改变，脉宽θ的相对大小也可通过更换两个端口的位置得出结论。

3 软开关特性分析

该三端口DC-DC变流器还具有软开关工作特性，下文以端口1为例进行简要分析。端口1的支路电流参考方向如图7所示。

图7 端口1的电流参考正方向电路图Fig.7 Soft switching analysis for port 1

图7中4个开关管的电流值为

(13)

由于占空比范围不同，v1电压的相位角也不同。为了全面分析软开关特性，本节对占空比D<0.5和D>0.5的情况均进行了分析，其Boost电感电流的波形如图8所示。

图8 不同占空比时的Boost电感电流波形Fig.8 Inductor current of Boost converter at different duty cycle

图8中，ILH和ILL分别表示电感电流的最大值与最小值。通过对比可发现，Boost电感电流在各开关管开通时的瞬时值与占空比范围无关。在4个开关管开通时的Boost电感电流瞬时值为

(14)

该变流器的软开关特性继承于移相全桥变流器[14]，因此，零电压开通(ZVS)的条件为

(15)

式(15)可简化为

(16)

根据式(15)和式(16)，并结合文献[14]的具体推导，可知该变流器具有良好的软开关特性，有效降低了开关损耗，提高了变流效率。

4 实验验证

本节在对三端口DC-DC变流器的工作原理和特性进行详细分析后，制作了一台2.5 kW的原理样机以验证上文的分析结论。样机参数如下：

端口1输入电压VS为40～80 V；端口2输入电压VF为40～80 V；端口3母线电压Vbus为600 V；端口功率PS、PF、PH均为±2.5 kW；开关频率fS；变压器匝

比n1∶n2∶n3为1∶1∶2.5。

4.1 模态实验

端口1和端口2的中点电压基波实测波形如图9所示。图9a为占空比D=1/3时的波形，可见中点电压v1基波相位α1超前于vGS1的上升沿；图9b为占空比D=2/3时的波形，中点电压v1基波相位α2则滞后于vGS1的上升沿。上述实测结果与理论分析相符。

图9 端口1中点电压与占空比D的关系波形图Fig.9 Relationship between mid-point voltage and duty cycle of port 1

当端口1和端口2的输入电压在全范围内变化时，这两个端口与端口3之间的移相工作模态为模态1和模态2。以端口1和端口3之间的移相控制为例。当端口1输入电压VS为40 V，传输功率为1 kW时，变流器工作在模态1状态，如图10a所示。由于输入电压最低，中点电压v1的零电平时间也最长。由于在零电平这段时间内，移相电感电流处于换流状态，无法输出有功功率，因而这段时间内的电流为环流。此外，在环流时段内，移相电感两端的电压处于最大不匹配状态，这会使环流峰值增大，加剧环流损耗。当端口1输入电压VS为58 V，传输功率为2 kW时，变流器工作在模态2状态，如图10b所示。此模态的占空比D相对接近0.5，因而中点电压v1的零电平时间较短，环流以及环流峰值都较小。从上述分析可得出，当输入电压接近60 V，即占空比D接近0.5时，此变流器的环流最小，同时变压器的电流峰值也最小。

图10 端口1与端口3之间的不同工作模态波形图Fig.10 Key waveforms at different modes for port 1 and 3

4.2 软开关实验

端口1开关管SS1和SS2的电压电流波形如图11所示，由于电路的对称性，开关管SS3、SS4和开关管SS1、SS2的工作波形类似。由实验结果可知，开关管在开通之前，其漏源极电压已降为零，MOSFET的体内反并联二极管导通续流，因而实现了零电压开通。在图11a中，功率器件反并联二极管的导通电流较大，由于MOSFET的反并联二极管的特性较差，且为了电流测量的便利，人为增加了MOSFET源极的回路，回路寄生电感较大，因此产生了较大振荡。

图12为端口3开关管SH1和SH2的软开关波形。由于电路的对称性，开关管SH3、SH4和开关管SH1、SH2的工作波形类似。可看出，开关管都较好地实现了软开关。同时由于端口3不存在Boost电感，所有4个开关管的软开关都由漏感实现。从图12中可看到两个开关管的开通和关断过程几乎一致，验证了理论分析的正确性。

图11 端口1开关管的软开关波形图Fig.11 Soft switching waveforms of port 1

图12 端口3开关管的软开关波形图Fig.12 Soft switching waveforms of port 3

为了检验所提出的三端口变流器的效率，以端口1和端口2同时向端口3传输功率为例进行测量，其效率定义为η=P3/(P1+P2)，其中P1和P2为端口1和端口2的输入功率，P3为端口3的输出功率。效率曲线如图13所示。当端口2输出功率为零时，相当于两端口变流器，端口3的所有功率由端口1提供，其最高效率为95.1%。当端口2提供500 W恒定功率时，端口1则根据端口3调节输入功率。端口1和端口2同时向端口3提供功率，由于高频变压器的耦合作用，三端口运行时的变换效率略有降低，其最高效率为94.5%。

图13 测量效率曲线Fig.13 Measured efficiency

5 结论

在PV-battery新能源混合发电系统中，针对新能源发电特点，提出了一种采用移相控制、具有宽电压输入范围和软开关运行特性的三端口DC-DC变流器。首先对该变流器中的三绕组变压器进行了T/Δ等效变换，实现了分析方法的简化。然后，在宽电压输入范围条件下，对此变流器具有的不同工作模态进行了分析，并通过近似等效，导出了全范围条件下的通用表达式，降低了设计复杂度。同时，对功率器件的软开关特性进行了分析和推导。最后，通过制作一台2.5 kW的实验样机，对此变流器在宽电压输入范围条件下的工作模态和软开关特性进行了实验验证，并证明了理论分析的正确性。

附录：三绕组高频变压器的T/Δ等效变换

将图2所示的电感L2和L3折算回端口1所在的绕组，即可得到三绕组变压器的T形等效电路，如图A1所示，电感L′2和L′3表示为

(A1)

(A2)

图A1 T型等效电路Fig.A1 T-Type structure

设O点对地电压为v0，对O点应用基尔霍夫电流定理，可得

(A3)

解方程组(A3)，可得O点电压的表达式为

(A4)

式中M1的表达式为

(A5)

由T形等效电路图可知，输入电流i1、i2和i3与支路电流i′1、i′2和i′3的关系为

(A6)

将图A1中T形连接的电感L1、L′2和L′3转变为Δ形联结，可得到三绕组高频变压器的Δ形等效电路，如图A2所示。

图A2 Δ型等效电路Fig.A2 Δ-Type structure

Δ形等效电路的输入电流i1、i2和i3可表示为

(A7)

可将T形等效电路和Δ形等效电路中除输入源v1、v2和v3之外的电路视为两个三端口网络，不论网络内的电路如何连接，均可视为可相互转换的两个等效电路，其输入电压、电流保持不变。联立方程(A3)～(A7)，即可得到T形等效电路和Δ形等效电路的转换方程组

(A8)

对式(A8)进行求解，可得到T形等效电路参数到Δ形等效电路参数的转换关系

(A9)

同时，对式(A8)逆向求解，可解得Δ形等效电路参数到T形等效电路参数的转换关系

(A10)

式中系数M2和M3为

(A11)

M3=L21+L13+L32

(A12)

(A13)

(A14)

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A Three-port DC-DC Converter with Phase Shift Control for the Hybrid Renewable Energy Generation System

SongXin1XiaoJianguo2NiuJieru1LiWuhua2SunHongwei1

(1.Jiangsu Automation Research Institute Lianyungang 222061 China 2.College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China)

In this paper，a three-port DC-DC converter is proposed to meet the requirements of the hybrid renewable energy generation.The introduced topology has the advantages of electric isolation，soft-switching operation，and small input current ripple.The T/Δ equivalent transformation for the three-winding transformer is carried out to derive the unified expression for transformer’s power and RMS current expressions under five different operation modes.Then the general expression within all working conditions are obtained，which can simplify the circuit analysis and design complexity.The topology is proved to be with good soft switching characteristic by analyzing the operation range of soft switching.Finally，a 2.5 kW prototype is made and the experiments are conducted to verify the working modes with wide voltage input and the soft switching characteristics.The results prove the correctness of the theoretical analysis.

Three-port DC-DC converter，wide input voltage operation，soft switching

国家自然科学基金(51377112)和江苏省自然科学基金青年基金(BK20130400)资助项目。

2014-12-17 改稿日期2015-06-20

TM315

宋 鑫 男，1985年生，工学硕士，工程师，研究方向为新能源发电和伺服驱动。(通信作者)

肖建国 男，1985年生，工学硕士，工程师，研究方向为新能源发电和功率变流器。