一种CRLH传输线结构的电调移相器设计*

叶君永，孙全国，沈仁强，冯 兵

(西南电子设备研究所，四川成都610036)

0 引言

近年来左手材料在光学、材料科学和应用电磁学等领域内得到了原来越广泛的应用。微带线形式的复合左右手传输线(CRLH TL，Composite Right/Left－handed Transmission Line)在工作频率范围和损耗上，比单纯由负介电常数和负磁导率结构构造的左手材料要好很多。因此CRLH传输线结构的研究受到广泛的关注，基于此结构的天线、耦合器和功分器等新型微波器件也不断被设计出［1－3］。最近，科学家们又将电调技术引入到新型复合传输线设计中，进一步拓展了其电磁参数选择范围及工程应用领域。

在现有的相控阵等电扫描天线系统中，电调移相器作为关键部件之一，一直得到学者们的高度关注与不断改进探索［4］。常见电调移相器主要由PIN二极管、变容二极管、铁电陶瓷材料及微机电系统(MEMS)来实现移相。变容二极管的电容值随着电压是连续变化的，具有移相精度高、成本低、集成度高等特点［5］，因此基于变容二极管调节形式的移相器也得到了越来越多的应用［6］。

文中提出了一种CRLH传输线结构的电调移相器，该移相器工作在S波段，且通过单一的偏置电压进行控制。采用复合传输线单元上加载变容二极管的形式，并通过调节加载在变容管上的电压实现了相移量的可调。

1 复合传输线结构的移相器的实现

加载变容二极管的复合传输线电调单元如图1所示。为增大相位调节范围，本设计采用两个电调复合传输线单元级联构成移相器的电路结构。相邻的两个并联支路合并成一路以减小电路的尺寸。当移相器工作在更高的频率时，其电路结构中若用集总式电容Cp、CS1将不能更好的工作，因此下面讨论用分布式交指电容代替电路中集总电容，交指电容的结构及等效电路如图2所示。

图1 电调复合传输线单元Fig.1 Unit cell of tunable composite TL

交指电容等效电容值由式(1)给出

式中，A1与A2分别为两个外部交指单位长度的电容，N是交指的个数，W'及 l见图2(a)，单位为微米。通常情况下S=W，l小于四分之一波长，交指电容集成在高度为h的基板上时，A1与A2的计算公式为

串联电阻R的计算公式为

式中，Rs为交指电容上单位平方的电阻率，同样得到交指电容的Q值为

电容Cs及电感L的近似计算公式为

图2 交指电容Fig.2 Interdigital capacitor

式中，c为自由空间传播光速，εe为有效介电常数，Z0是宽度为W'，高度为h的微带线特性阻抗。

将上述电路中贴片电容用交指电容代替，并集成直流偏置电路的HFSS电路模型如图3所示。电路中所需的电感值通过调节宽度为0.15 mm微带线的长度来实现。整个电路集成在介电常数 εr=2.45，高度为0.8 mm的基板上。

图3 电调移相器HFSS模型Fig.3 HFSS model of tunable phase shifter

2 仿真与测试

变容二极管采用英飞凌公司BB857变容二极管，其存在的寄生电感约为0.6 nH，寄生电阻约为1.5 Ω。图4为厂家提供的1 MHz频率实测得到等效电容值与偏置电压之间的关系曲线。不同工作频率其等效电容值会有所变化，图4的曲线结果只能作为设计的初值选择。

图4 变容二极管的C－V曲线Fig.4 C － V curve of varactor diode

考虑到仿真设计的方便，将变容二极管直接等效为一个特定电容与固定0.6 nH电感以及1.5 Ω电阻串联。输入输出端微带线的宽度Win=2.2 mm以满足50 Ω特性阻抗要求。用微带线实现的电感，其长度分别为 L1=2.6 mm，L2=2.1 mm，L3=0.3 mm。这些长度是由仿真优化得出的最佳长度。当变容二极管电容值分别取0.5 pF(对应偏压20 V)、0.85 pF(对应偏压11 V)以及1.2 pF(对应偏压8 V)时，S参数的幅度及相位的仿真结果如图5所示。当移相器的工作频段位于3.0～3.6 GHz时，其回波损耗均优于 10 dB，插损优于2 dB。在该频段内，相位随电容调节变化量大于180°，在3.6 GHz，其移相度数最高为 210°。当电容值进一步降低时，其移相量会进一步增加，只是考虑到实际变容管的Q也会降低，所制备的移相器插损将大幅增加，为此不推荐使用。

在上述仿真电路的基础上，加工实物电路并焊接变容二极管和直流偏置电阻，制作的实物如图6所示。使用安捷伦公司E8363B矢量网络分析仪对移相器的幅度和相位特性进行测试。得到S参数随电压调节变化的曲线如图7所示。测试结果显示当电压由8 V调节至28 V时，在通带频率 2.9～3.6 GHz范围内回波损耗优于10 dB，与仿真吻合较好。只是在偏压为8 V时，插损较之仿真偏差较大，其主要原因为电压越低变容二极管的Q值也越低。

不过，对比图5(b)和图7(b)的相位结果可知，在整个通频带内，不同偏置电压之间的相位差均大于180°。当在3.6 GHz时，其移相度数最高为220°，与仿真结果吻合较好。

图5 电调移相器的S参数仿真结果Fig.5 Simulated S parameters of tunable phase shifter

图6 电调移相器实物照片Fig.6 Photograph of fabricated tunable phase shifter

图7 电调移相器的S参数测试结果Fig.7 Measured S parameters of tunable phase shifter

相比与文献［6－7］中报道的同类移相器，文中所设计的移相器在工作带宽、相位调节量、使用复合传输单元数上均具有一定的优势，详细性能对比见表1所示。

表1 移相器性能比较(λ0为工作中心频率波长)Table 1 Performance comparison of phase shifter(λ0is the wavelength of center frequency)

3 结语

文中提出的基于复合传输线结构的移相器，具有工作频带宽、移相量大以及电调操控方便等优点，可以方便用于电调阵列天线研制。移相器样品在低偏置电压控制时表现出较大差损，在实际应用时可通过改换高Q值的变容二极管来降低其传输损耗。另外，也可以通过集成加载PIN管以及MEMS开关等，进一步拓展电调复合传输线以及电调移相器的性能与功能。

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［4］李雯.共形微带天线相控阵阵列的仿真优化设计［J］.通信技术，2010，43(04):11 －13.LI Wen.Simulation and Optimization Design of Conformal Microstrip Phase－Controlling Antenna Array［J］.Communications Technology，2010，43(04):11 －13.

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［6］SHENG S，WANG P，ONG C K.Compact Tunable Periodically LC Loaded Phase Shifter Using Left－handed Transmission Line［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2009，51(09):2127－2129.

［7］ZHU Q，GONG C，XIN H.Design of High Power Capacity Phase Shifter With Composite Right/Left Handed Transmission Line［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2012，54(01):119－124.