基于并联电感同步开关控制的振动能量回收方法研究

曹军义，任晓龙，周生喜，曹秉刚

（西安交通大学 机械工程学院 机械制造系统工程国家重点实验室，西安 710049）

回收周围环境振动能量为无线传感系统提供电能的振动能量回收技术由于具有广泛且相对稳定的能量来源，成为近年国内外前沿技术的研究热点［1］。该技术能够为这些设备提供持久的电能而使其免于维护，同时可有效降低由电源更换所带来的高额成本［2］。

目前使用标准的全桥整流电路进行振动能量回收的效率很低，所得能量十分有限。为此，压电能量回收电路的SSHI控制技术［3-6］引起了国外的广泛关注和深入研究。但目前研究中使用的SSHI控制方法并未考虑控制电路的自身损耗，且几乎都是以电阻为负载进行回收效果分析，对该控制方法的适用条件未作深入研究，使该方法的应用受到了极大的限制。本文分析了并联SSHI控制方法的特点，设计了由电流电控器、比较器和双向电子开关组成的低功耗并联SSHI实现电路，以蓄电池为负载进行了振动能量回收效果分析，研究了并联SSHI控制方法可显著提高回收能量的条件。

1 振动能量回收电路

环境中的振动能量可通过压电能量回收装置直接转化为电能。压电能量回收装置可以等效为由正弦电流源ip并联电容Cp和内阻Rp［3，5］组成的电路，如图 1 所示。Rp一般都非常大，可将其忽略；ip的大小取决于激励力f的大小。

在开路状态下，根据压电能量回收装置的等效电路及压电方程有：

图1 振动能量回收装置等效电路Fig.1 Equivalent circuit model of vibration energy harvesting

式中：f为激励力，F为激励力峰值，ω为激励角频率，Voc为开路电压峰值，d33为压电应变常数，T为应力峰值，A为压电回收装置极化方向的正对面积，ke为钹型振子的等效应力放大系数，其中：

由此可得等效电流源峰值为：

上式仅为计算Ip的一种方法，并不意味着Ip由ω、Cp、Voc决定。

为了有效回收、存储和利用得到的电能，必须将交流电压转化为直流，通常采用二极管全桥整流电路。

1.1 全桥整流回收电路

图2 全桥整流电路及波形Fig.2 Circuit and waveforms of full-bridge recification

全桥整流电路是压电能量回收的标准回收电路，它是将回收装置直接连接到二极管全桥进行整流，并在其后并联电容Cr进行滤波［1，3］。为防止存储在蓄电池的能量反充到电容而消耗，在电池前增加了一低压降的二极管，如图2（a）。该电路的Cr一般足够大，能使其上的电压基本保持在一个恒定的值Vr。假设整流桥上二极管的压降均为VD，当回收装置两端产生的电压vp绝对值小于Vr+2VD时，没有电流流出因而也没有任何的能量回收；当两端产生的电压vp逐渐增大且当绝对值等于Vr+2VD时，整流桥上一对二极管导通，回收装置开始有电流流出且两端电压的绝对值保持在Vr+2VD［5］，如图 2（b）所示，其中u表示压电材料的位移。

假设vp达到Vr+2VD时的时间为tr1，此时输出电流为：

因此在一个周期内io可表示为：

由于在vp上升阶段，没有电流输出，因此有：

即：

由于在 0≤t≤tr1时，有：

对式（8）在［0，tr1］积分有：

可得：

所以：

全桥整流电路正弦半波电流的平均值为：

在每个周期内，该电路都会使vp的绝对值在0到Vr+2VD之间产生的能量全部损失掉。而且由于压电材料存在电容Cp，当等效电流源ip的电流改变方向时，首先需要抵消内部电容Cp上的存在的电压绝对值为Vr+2VD的极性相反的电荷，而后电压才能从0开始上升，从而耗费了很大一部分可以回收的能量。

在相同的激励下，Vr的大小控制着流出回收装置电量的多少，当Vr较低时在一个周期内流出回收装置的电流io的波形会更宽，因而能够回收更多的电能；当Vr较高时，io会变窄因而只能回收较少的电能。

1.2 并联SSHI电路与理论分析

假设vp达到Vr+2VD时的时间为tr2，LC电路的品质因数为Q，在0≤t≤tr2内有：

可得并联SSHI控制电路正弦半波电流的平均值为：

相对于全桥整流电路来说，并联SSHI电路可将回收得到的能量提高的倍数为：

2 并联SSHI振动能量回收研究

2.1 并联SSHI控制电路设计

图3 并联SSHI回收电路及波形Fig.3 Circuit and waveforms of parallel SSHI

并联SSHI控制方法需要捕捉压电材料产生最大位移的时刻，一般可采用微控制器测量位移u或电压vp的方法获得。但是使用位移传感器需提高回收装置设计安装要求，而且位移传感器供电和信号的调理都需要耗费较多的电能；电压vp是交流信号且电压值较高，用微控制器采集时，不仅需要将交流电压转变为直流，而且需进行降压、滤波处理，复杂且需要耗能。由于电路在S打开状态下，压电回收装置与后续电路也是连通的，无论压电材料位移达到最大还是最小，io都是逐渐减小变为0，因此可以通过测量输出电流io来确定压电材料产生最大位移的时刻。由于io是直流且较小，可直接测量。在回收装置为多个并联或串联时，此方法受到的干扰较小，不会存在位移和电压监测存在的波形复杂和检测困难等问题。

为提高回收效率，回收电路必须具有低功耗特性，采用如图4所示的电路，选择TI的MSP430F149作为主控芯片。根据io的特点，采用电流监控与比较器的方式来获取io变为0的时刻。当输出电流逐渐减小变为0时，电流监控芯片INA169输出也将减小变为0，其输出与接近于0的参考电压在比较器LTC1540进行比较后，会由高电平变为低电平，产生一个下降沿跳变，触发控制芯片产生中断，从而进行控制。通常情况下微控制器处于休眠状态，电流损耗仅有1.6 μA。电路的双向开关由两个背靠背的MOSFET组成，由IR2101进行驱动。中断产生后，微控制器首先延时推后脉冲产生的时间，解决由于采用比较方式产生的相位不同步问题。

图4 并联SSHI控制回收电路Fig.4 Control circuit of parallel SSHI

本文对钹型压电回收装置进行并联SSHI回收分析结果如图5所示。从图中可以看出，图4所示的回收电路能够较为理想地实现并联SSHI的控制效果，有效提高输出电流。根据采集的波形数据可得使用并联SSHI控制方法后可将回收的能量提高9.8%。

图5 并联SSHI回收控制电路波形Fig.5 Harvesting waveform of parallel SSHI

2.2 实验研究

由式（16）知，并联 SSHI控制方法在Vr、Cp较大、频率f较高、Ip较小时，其输出能量相对全桥整流电路才有较大提高，而LC电路的品质因数Q变化时对其影响十分微小。为了验证不同参数对η的影响，设计的实验平台如图6所示，采用如下方案进行实验研究：

图6 并联SSHI控制振动能量回收实验平台Fig.6 Experimental equipments for parallel SSHI harvesting

（1）由于整流电压值Vr、电容Cp和LC电路的品质因数Q不影响其它参数，因此只需让相应参数单独变化，测量并联SSHI控制电路相对于全桥整流电路提高的能量大小。对于Q，测量电感L变化对η的影响，实验时不变的参数值为F=25 N，f=150 Hz，L=20 mH，Vr=4.8 V，Cp=8.36 nF，结果如图 7所示。

（2）由式（5）知Ip的变化与激励角频率ω，电容Cp和开路电压峰值Voc的大小有关，因此分析角频率ω对η的影响时，保持Cp=8.36 nF和f·Voc=3 200 Hz·V恒定以保证Ip不发生变化；在分析Ip的影响时，仅让激励力峰值F变化，其余恒定参数为f=150 Hz，L=20 mH，Vr=4.8 V，Cp=8.36 nF 实验结果如图 8所示。

由图7和图8可以看出：实验结果与理论分析比较吻合，实验中并联SSHI方法最高可将回收的能量提高50%。

图7 Vr，Cp，L对并联SSHI控制效果的影响Fig.7 Effect of Vr，Cp，L on harvestion energy

图8 ω，F对并联SSHI控制效果的影响Fig.8 Effect of ω，F on harvestion energy

3 结论

本文分析了用于压电能量回收的并联SSHI回收控制电路，设计了一种基于电流监控器、比较器与双向电子开关的低功耗并联SSHI回收控制电路，并对其进行了实验研究。结果表明该电路能够有效提高回收得到的能量。最后对影响并联SSHI控制方法的参数进行了理论分析和实验验证，结果表明该方法在整流电压值较高、振子电容较大、激励频率较高、激励力较小时能够更有效地提高回收效率。在实际使用SSHI控制电路时，为了获得最佳的能量输出，需要衡量并联SSHI控制方法提高的能量与控制电路自身损耗能量之间的大小关系，以此来判断是否采用该控制方法。

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