一种Ku频段机载同轴双工器设计*

(成都天奥电子有限公司，成都 610036)

1 引 言

在采用频分多工系统的双工无线通信中，微波双工器起到收发信号频分、隔离的作用，并使得收发信号共享一副天线，是实现多信道实时双向通信的重要器件之一，在卫星通信、雷达、电子对抗等系统中都有着广泛的应用[1]。

在Ku频段，常见双工器大多采用波导型设计，文献[2,3]采用高精度模式匹配法获得S参数，再对目标函数编程优化，得到设计尺寸；文献[4,5]采用多项式综合法获得耦合系数矩阵进行设计。文献中Ku频段双工器实例均采用波导结构，同轴双工器设计鲜有报道。Ku频段同轴双工器由两个同轴腔带通滤波器组成，与波导双工器相比，同轴双工器同样具有高Q值、低损耗、高隔离等特点，体积相对同频段波导双工器而言降低了50%～70%。

本文给出了一种Ku频段同轴腔双工器设计方法。首先，分别对两个带通滤波器采用KQ值法设计，获得耦合系数矩阵和外部品质因素；其次，采用等效电路优化法，应用微波仿真软件对双工器公共端T型头电参数进行优化，获得最佳频响特性下的群时延理论值，获取T型头电参数；最后，将所有电参数转化为可实现的物理结构尺寸。

2 Ku频段同轴腔带通滤波器设计

本文所设计的双工器其两个带通滤波器技术指标要求如下：通带1为14.5～14.7 GHz，通带2为15.7～16.2 GHz，插入损耗小于等于1.2 dB，驻波比小于等于1.4，隔离度大于等于80 dB。

选定切比雪夫低通原型后，首先确定滤波器的拓扑结构，受尺寸限制，不能采用交叉耦合拓扑结构[6-7]，只能采用传输零点都在无穷远处的普通耦合拓扑结构。然后，根据驻波比要求确定波纹因子Lar，根据阻带衰减指标，考虑插损因数适当放宽通带带宽，使用式(1)确定阶数N：

La(N)=10 lg[1+ε·cosh2(N·acosh(q))]

(1)

用经典公式[8-9]计算出低通原型元件值gi，再使用式(2)和式(3)计算出归一化耦合系数Kij和归一化外部品质因素Qe：

(2)

Qe=g0g1

(3)

至此计算出了所有带通滤波器的电参数。使用微波仿真软件ADS，将电参数代入图1所示的KQ值等效电路模型中，获得带通滤波器的仿真性能特性如图2所示。图1中，传输线工作于fo，长为1/4波长，阻抗为1/kij；并联谐振回路中，L=C=1/(2πfo)，源和负载内阻为1。

图1 带通滤波器等效电路模型

(a)通带1

(b)通带2

3 Ku频段同轴腔双工器设计

双工器的综合方法有S矩阵综合和等效电路优化提取参数两种，我们采用后一种方法进行设计。双工器等效电路优化法是算法优化，利用微波仿真软件中的优化器提供的优化算法，如梯度优化算法、随机优化算法等，对等效电路设定多个优化目标(如回波损耗、阻带衰减、插损等)，对等效电路中的关键参数进行优化，从而获得最佳的频响特性，最终提取有用参数。该法特别适于工程快速设计。

将上节所得的两个带通滤波器等效电路输入端并接，构成三端口微波网络，即双工器的等效电路，代入KQ设计法中获得KQ值。先对等效电路设定优化目标：两个通带内回波损耗大于20 dB, 各自的阻带衰减大于86 dB。为节约仿真资源，结合双工器实际，选择关键参数进行初始优化：从等效电路可知，两个带通滤波器并接后，T型接头参数对原单个带通滤波器在各自通带内的输入导纳或阻抗影响，使其导纳或阻抗值不为实数，对第一级谐振回路参数影响很大，从而影响双工器各自通带内的频响特性，对后续谐振回路参数影响很小，所以选择构成T型头的两端传输线的特性阻抗参数进行优化。

优化时，先采用随机优化算法获取变量初值，再采用梯度优化算法进一步仿真。最终的双工器频响特性仿真结果如图3所示，T型头的群时延响应曲线如图4所示。T型头通带1公共端的Qe值确定为29.791 2，对应中心频率14.6 GHz处群时延值为1.53 ns；通带2公共端的Qe值确定为24.891 8，对应中心频率15.95 GHz处群时延值为1.17 ns。

图3 双工器S参数仿真结果

图4 T型头的群时延响应图

4 电参数的物理结构实现以及仿真优化

4.1 单个同轴谐振腔设计

由插损指标1.2 dB，得出需无载Qu为3 400以上，为获得最大无载Qu,取方同轴腔谐振器特性阻抗为76 Ω左右。在Ku频段，为使同轴腔工作于TEM模，避免高次模的破坏，内外导体半径之和需满足下式：

(4)

式中,f为16.2 GHz,内导体半径r=1.4 mm，方腔边长L=9 mm，方腔高7 mm，通带1的内导体高为2.8 mm，通带2的内导体高为2.6 mm。经场仿真软件HFSS计算得Qu=3 600，特性阻抗为75.17 Ω，插损小于1.2 dB。

4.2 同轴谐振腔级间耦合及非公共端输出耦合设计

取耦合壁厚1.5 mm，级间耦合采用全通型混合耦合槽，仿真模型如图5所示。采用双腔本征模法，经HFSS仿真，耦合系数对应的耦合槽宽度为：

通带1：k12=k56←→槽宽为5.1 mm；

k23=k45←→槽宽为4.4 mm；

k346←→槽宽为4.3 mm；

通带2：k12=k56←→槽宽为5.3 mm；

k23=k45←→槽宽为4.6 mm；

k346←→槽宽为4.6 mm。

非公共端输出耦合采用S11单终端法，仿真模型如图6所示，得出通带1输出端抽头位置距离谐振器短路端1.65 mm，通带2输出端抽头位置距离谐振器短路端2.1 mm。

图5 同轴腔级间耦合仿真模型

图6 单终端法输出耦合仿真模型

4.3 同轴腔双工器公共端T型头设计

采用群时延拟合法快速获得T型头的结构尺寸：利用第3节电路设计所获得的T型头群时延值作为目标值，使用场仿真物理模型，设定T型头高度变量，利用场仿真软件HFSS计算出物理模型的群时延值作为实际值，与目标值比较，若差异较大则修改变量，直到实际值与目标值相近为止。

T型头仿真物理模型如图7所示，群时延值仿真结果如图8所示，对应中心频率14.6 GHz处群时延值为1.8 ns，对应中心频率15.95 GHz处群时延值为0.95 ns，与目标值相近，从而得到T型头公共端与通带1滤波器第一个谐振腔连接高度为距离谐振器短路端2.5 mm，与通带2滤波器第一个谐振腔连接高度为距离谐振器短路端1.5 mm。

图7 T型头仿真物理模型

图8 T型头物理模型群时延值仿真结果

5 试验结果

根据上述尺寸参数，对Ku频段同轴腔双工器进行了实物加工、调试和测量，实物图片及实测曲线如图9示。由图可见，测试结果与设计仿真结果比较吻合，主要电性能指标测试结果如下：驻波为1.35；插入损耗在14.5～14.7 GHz处为0.83 dB，15.7～16.2 GHz处为0.86 dB；隔离大于80 dB；物理尺寸为70 mm(长)×29 mm(宽)×12 mm(高)。

(a)实物图片

(b)实测曲线

6 结 论

针对Ku频段双工器在实际应用中的小型化问题，本文提出了一种Ku频段同轴双工器的设计方法。通过使用两个同轴带通滤波器构成双工器实现小体积，大大缩减了Ku频段双工器尺寸。采用等效电路优化法进行快速准确设计，使得同轴双工器同样具有低损耗、高隔离等特点。使用文中提出的方法设计加工并进行了实物测量，结果表明所设计的Ku频段同轴双工器的通带插损、驻波比、隔离均优于指标要求，证明本法切实可行。与同频段H-T波导双工器相比，体积降低了70%，明显具有小体积的优势，满足了机载环境使用。同时，本文所述设计方法同样适用于Ku频段以下的其它频段同轴双工器设计。

参考文献：

[1] Bornemann J, Rosenberg J. Waveguide Components for Antenna Feed Systems—Theory and CAD[M]. Norwood,MA: Artech House,1985.

[2] 张本全，王锡良，阮颖铮. Ku频段波导型双工器的研制[J]. 通信学报，2004，25(3)：161-166.

ZHANG Ben-quan, WANG Xi-liang, RUAN Ying-zheng. Design of Ku-band waveguide diplexer[J]. Journal of China Institute of Communications，2004,25(3):161-166.(in Chinese)

[3] Joachim D,Arndt F. Computer-aided Design of Slit-coupled H-plane T-junction Diplexers with E-plane Metal-insert Filters[J].IEEE Transactions on MTT,1988,36(12):1833-1840.

[4] Ke-Li Wu，Wei Meng. A Direct Synthesis Approach for Microwave Filters With a Complex Load and Its Application to Direct Diplexer Design[J].IEEE Transactions on MTT, 2007,55(5):1010-1017.

[5] Giuseppe Macchiarella1，Stefano Tamiazzo. Novel Approach to the Synthesis of Microwave Diplexers [J].IEEE Transactions on MTT, 2006,54(12):4281-4290.

[6] Richard J Cameron. General Coupling Matrix Synthesis Methods for Chebyshev Filtering Functions[J].IEEE Transactions on MTT, 1999, 47(4):433-442.

[7] Richard J Cameron. Advanced Coupling Matrix Synthesis Techniques for Microwave Filters[J].IEEE Transactions on MTT, 2003, 51(1):1-10.

[8] Matthaei G, Young L, Jones M T. Microwave Filters,Impedance Matching Networks and Coupling Structures[M]. Norwood, MA: Artech House, 1985.

[9] HongJ S, Lancaster M J. Microstrip filter for RF/Microwave applications[M]. New York:John Wiley & Sons, 2001.