基于双输入的高增益DC／DC变换器拓扑分析及参数设计

屈娇萍，田晶京，陈小强，2

（1.兰州交通大学自动化与电气工程学院，兰州 730070；2.兰州交通大学光电技术与智能控制教育部重点实验室，兰州 730070）

随着“双碳”目标的提出，可再生能源越来越广泛地应用于工业和民用场合［1-2］，而大多数新能源由于气候条件限制，存在发电不连续、不稳定的问题，因此众多专家学者提出多源接入联合供电分布式系统［3-4］。光伏板的输出电压一般为40 V 左右，而直流母线电压一般为380 V 及以上，传统Boost变换器升压能力有限且开关管电压应力过高，会产生较大的开关损耗，已很难适用于多源接入联合供电分布式系统［5-6］。在此背景下，大量高增益DC／DC 变换器应运而生。该种变换器能够有效提升电压传输比，实现输出高增益，但传统的多源接入系统为多个输入源分别与各自的高增益变换器相连，存在变换器数量多、结构庞杂、器件利用率低、经济成本高等缺点。为了简化系统结构、提高功率器件利用率、降低经济成本，文献［7-8］采用一个多输入直流变换器（multiple-input converter，MIC）对各独立功率变换单元进行拓扑电路合并，以便于实现多源互补，获得稳定连续的电能。

高增益MIC 可分为隔离型和非隔离型。隔离型MIC通过增加变压器绕组的匝比来提高电压传输比，存在输入电流纹波较大、功率密度低、成本高的问题［9-11］；非隔离型MIC 可分为并联输入源型、串联输入源型、耦合电感型、桥式结构型、基于电压倍增单元型［12］。文献［13-14］将多个输入源并联于MIC的输入端，根据不同输入源的特点，控制开关管的导通与关断，实现能源利用率的优化，但输入源无法同时向负载供电。文献［15-16］提出通过组合不同类型的DC／DC变换器来解决传统MIC电路结构复杂、输出电压增益低的问题。文献［17］提出一种通过调整耦合电感之间的系数来实现高增益的MIC拓扑结构，可实现输入源同时向负载供电，但由于耦合电感漏感问题需要增加其他保护电路，设计难度系数大，控制电路复杂，变换器效率低。文献［18］提出一种电流型多输入全桥DC／DC 变换器，输入源可实现同时向负载供电，系统效率得到了提高，且具有高增益特性，但开关管数量较多，控制较复杂。

基于电压倍增单元型的MIC 拓扑结构可实现多源分时或同时多种供电模式切换，具有输出电压增益高、元器件数量少、控制灵活、开关器件电压应力低等优点，已成为目前高增益MIC拓扑结构的主要研究方向［19-22］。文献［19］中的变换器通过引入二极管电容升压单元（diode-capacitor multiplier，DCM）实现高增益。该变换器由3个二极管和3个电容组成电压倍增单元，开关器件少，电路成本低，输出电压增益是普通Boost电路的4倍，但该变换器的输出电压增益由于电压倍增单元无法扩充而存在局限性。文献［20］中的电压倍增单元理论上可以扩展至n个，但占空比的调节范围有限。

为了解决以上问题，本文提出一种双输入高增益DC／DC 变换器。该变换器通过引入DCM 单元提升输入输出电压增益比，并采用6个无源元件构成零电压关断（zero voltage turn-off，ZVT）电路。

1 工作模态分析

本文研究的双输入高增益DC／DC 变换器拓扑结构如图1所示，其中：u1、u2为直流输入源，L1、L2为输入电感，S1、S2为功率开关管，C1、C2、D1、D2、D3、D4构成零电压关断电路，C1a、C1b、D1a及D1b构成第1 个DCM 单元，C2a、C2b、D2a及D2b构成第2 个DCM 单元，R 为负载。为简化分析，便于讨论其工作原理，本文是基于输入电感在连续导通模式（continuous conduction mode，CCM）下展开研究分析，并做出以下假设：

图1 双输入高增益DC／DC变换器Fig.1 Dual input high-gain DC／DC converter

1）功率开关器件、电感、电容均为理想型器件，寄生效应忽略不计。

2）电容C2a＝C2b，且C1a、C1b、C2a、C2b的取值足够大，两端电压保持不变，电压纹波可忽略。

令拓扑结构中流过电感L1、L2的电流分别为iL1、iL2，其平均值分别为IL1、IL2；流过开关管S1、S2的平均电流分别为IS1、IS2；流过二极管D1a、D2a、D1b、D2b的瞬时电流分别为iD1a、iD2a、iD1b、iD2b，峰值电流分别为ID1ap、ID2ap、ID1bp、ID2bp，平均电流分别为ID1a、ID2a、ID1b、ID2b；二极管D1a、D2a、D1b、D2b的电压应力分别为uD1a、uD2a、uD1b、uD2b；电容C1a、C2a、C1b、C2b的电压分别为uC1a、uC2a、uC1b、uC2b；输出电压为u0。

变换器采用交错控制策略，开关管S1、S2的占空比均大于0.5，其主要工作波形如图2所示，在1个工作周期内可分为7种工作模态。下面将分析各模态下变换器的工作原理。

图2 变换器的主要工作波形Fig.2 Main working waveform of the converter

模态1（t1≤t＜t2）：如图3（a）所示，S1、S2均导通，u1和u2通过S1、S2向L1、L2充电，导致电感电流线性增加，同时C2a、C2b通过放电向负载供能，D1、D2、D3、D4、D1a、D1b、D2a、D2b均关断。在此模态有：

图3 开关模态电路图Fig.3 Switching mode circuit diagram

模态2（t2≤t＜t3）：如图3（b）所示，当t＝t2时，S1关断，S2继续导通。流经L1的一部分电流通过D1向C1充电，电容C1的电压uC1增大，当uC1＝uC1b时，充电完成，D1关断，S1在该过程中实现了零电压关断；L1的另一部分电流流过C1b、D4及C2，最后通过S2流回电源负极，此过程中C1b充电，C2放电，当电容C2的电压uC2从uC1b降至0时，D4关断。在此模态有：

模态3（t3≤t＜t4）：如图3（c）所示，当t＝t3时，经历模态2之后，D1、D4关断，L1的电流分别对C1a、C1b进行充电。流过C1b的电流通过D1b流回电源负极。流过C1a的电流分为两部分：一部分电流流经D2a向C2a充电，然后通过S2流向电源负极；另一部分电流流过D2a、R、C2b，该过程中C2b放电。在此模态有：

模态4（t4≤t＜t5）：如图3（d）所示，同模态1。在此模态有：

模态5（t5≤t＜t6）：如图3（e）所示，当t＝t5时，S2关断，S1继续导通，L2的电流分别流向C1和C2。流过C1的电流通过D2向C1a充电，最后通过S1流回电源负极，电容电压uC1减小，当uC1＝0时，D2关断；流过C2的电流通过D3流回电源负极，当电容电压uC2增大至uC1a时，D3关断，此过程中开关管S2具有软开关特性。在此模态有：

模态6（t6≤t＜t7）：如图3（f）所示，当t＝t6时，S2关断，S1导通。经历模态5之后，D2、D3关断，此时D1a导通。电感L2的电流在经过D1a阳极下端的结点时分流：第1部分电流通过D1a给C1a充电，最后流经S1回到电源负极；第2部分电流流过C2a给负载供电，最后流经D2b、C1b、S1回到电源负极；第3部分电流通过C2b、D2b、C1b后，经过S1流回电源负极，此过程中C1b放电，C2b充电。在此模态有：

模态7：t＝t7时刻之后（见图3（g）），uC1b由u1和DS1确定，而uC1a由u2和DS2确定。如前面的假设所述，如果uC1a＞uC1b，且S2导通时，C2将放电，经过D4、S1、S2给C1b充电，电容电压uC2将从uC1a降低到uC1b。与C1a和C1b相比，C2的电容值非常小，可忽略该模态的持续时间。

2 DC／DC变换器稳态特性分析

2.1 电压表达式

在图1所示DC／DC 变换器拓扑结构电路中，一个周期TS内，根据电感L1和L2的伏秒平衡原理，其电感电流的变化值为零，可得：

联立式（7）、式（8），可得：

又由图1可得输出电压为：

由式（11）可以看出：输出电压为第2倍增单元电容电压之和，为第1倍增单元电容电压之和的2倍。

联立式（10）、式（11），可得：

由式（12）可以看出：输出电压与占空比相关，相同输入源在不同占空比的情况下，其输出电压也将不同。当各输入源电压相等且开关管S1、S2的占空比也相等时，令u1＝u2＝uin，DS1＝DS2＝D，代入式（12），可求得变换器的电压增益M，如式（13）所示。

2.2 电流表达式

在图1所示DC／DC变换器拓扑结构电路中，当变换器稳态运行时，在一个周期TS内，根据电容C1a、C1b的安秒平衡原理，其电容电压的变化值为零，可得：

根据式（14）可得：

式（15）表明：电感电流IL1、IL2与开关管S1、S2的占空比DS1、DS2有关。因此，在光伏发电系统中，可根据最大功率运行点的期望分配负载确定对应的占空比，以此来调节电感电流的大小，控制不同源端的输入比例。

2.3 流过半导体器件的电流

在图1拓扑结构电路中，令输出电流平均值为I0，由电容C2a、C2b的安秒平衡原理可得：

结合式（14）、式（16），可得：

又因在模态3和模态6中有：

由式（17）、式（18）可得：

所以可得流过二极管的平均电流为：

通过分析变换器的开关模态电路图，可以得到每个工作模态下流过开关管S1、S2的平均电流值，如式（21）、式（22）所示。

由式（21）、式（22）可得：

2.4 半导体器件的电压应力

令拓扑结构中的开关管S1、S2电压应力分别为uS1、uS2，其计算式为：

二极管D1a、D1b、D2a、D2b电压应力分别为：

由式（24）、式（25）及式（12）可以看出，开关管和二极管的电压应力远小于输出电压。因此本文所提的变换器可采用低耐压等级的开关管和二极管，在降低导通损耗的同时节约了经济成本。

2.5 变换器性能对比

当输入源电压为u0、开关管占空比为D时，本文所提变换器与文献［21-22］所提变换器的电压增益、开关管电压应力、开关管数量、电感数量及开关是否共地的对比分析见表1。

表1 同类拓扑对比Tab.1 Comparison of similar topologies

从表1 可以看出：本文所提变换器相比文献［21］所提变换器具有明显的优势，其开关管数量更少，在经济成本上更具有优势，同时电路结构中开关管共地，简化了驱动电路的设计；更重要的是，本文所提双输入高增益DC／DC 变换器相比于文献［21-22］中所提的变换器，其电压增益更高，且开关管电压应力较低，这有助于器件选型和提高变换器的效率。

3 软开关参数设计

在对变换器进行软开关参数设计时，需要考虑零电压关断电路中电容C1、C2的取值范围。在能实现主开关管的软开关特性下，其电容参数值应尽可能小，以减小对变换器的影响，故考虑以下2个设计原则：

1）为了把变换器因零电压关断电路引起的性能变化降到最低，开关管S1、S2在模态2、模态5中的端电压上升时间应小于整个开关周期的5%，可得式（26）。

2）为了较好地实现软开关特性，开关管的端电压上升时间Δtrise-time应该大于关断时间toff。本文设计Δtrise-time为toff的3倍以上。

在图3（b）所示模态2中，当开关管S1关断时，电压uC1从0充电到uC1b，电压uC2从uC1b放电到0，可得式（27）。

其中：Δtrise-time1为模态2中开关管端电压上升时间。类似地，式（28）可以从模态5中获得。

其中：Δtrise-time2为模态5中开关管的端电压上升时间。

为了简化设计过程，将电容C1和C2的值设定为Ca，由此可得式（29）。显然，将式（29）代入式（27）和式（28）中，可以计算出电容C1和C2的具体值。

4 仿真实验验证及结果分析

为验证本文所提出变换器工作原理的准确性和有效性，在MATLAB／Simulink中对所提电路搭建仿真模型，具体仿真参数见表2。

表2 仿真参数Tab.2 Simulation parameters

本文开关管S1、S2采用交错控制策略，即允许两开关管不同时导通和关断，且采用不完全一致的占空比，以此实现对各输入源的独立控制。占空比DS1＝0.8、DS2＝0.7时开关管驱动波形如图4所示。

图4 S1 与S2 的驱动电压波形Fig.4 Driving voltage waveforms of S1 and S2

图5为电感电流iL1、iL2的波形，从中可以看出：iL1和iL2的平均值分别为22.5 A 和16.0 A，所测器件电流波形与理论分析一致。

图5 电感电流波形Fig.5 Simulation waveforms of inductor current

图6为第1个倍增单元中电容电压uC1a、uC1b的波形图。图7为第2个倍增单元中电容电压uC2a、uC2b的波形图。

图6 电容电压u C1a和u C1b的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of capacitive voltage

图7 电容电压u C2a和u C2b的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of capacitive voltage

由图6可以看出：uC1a和uC1b的平均值与式（10）的理论计算一致，第1倍增单元中电容电压之和为750 V，占输出电压u0的1／2。从图7可以看出：由于C2a和C2b参数值相同，因此其电容电压uC2a和uC2b的平均值均为750 V，即第2倍增单元中电容电压之和等于输出电压u0，与式（9）、式（11）所对应的理论分析一致，且DCM 单元中电容电压的充放电曲线也与变换器的主要工作波形（见图2）理论曲线一致。

图8为输入、输出电压波形图。从图8可以看出：当设输入电压u1＝40 V、u2＝165 V 时，输出电压u0可达1.5 k V，表明所提出的拓扑结构可以实现高增益，验证了理论分析的正确性。

图8 输入和输出电压波形Fig.8 Waveform of input／output voltage

图9为所提变换器开关管S1有无ZVT 辅助电路对比图。从图9（a）中可以看出：开关管S1的端电压uS1在上升前，其关断电流iS1已经降为0。而图9（b）中开关管无ZVT 辅助电路，其开关管不具备软开关特性。

图9 开关管S1 有无ZVT辅助电路对比图Fig.9 Switch S1 presence of ZVT auxiliary circuit diagram

由图8～9仿真结果可以看出：本文所提出的变换器以交错控制的方式控制2 个开关管S1、S2，即通过控制占空比，在不引入其他复杂控制的情况下，可以有效地实现高增益，并且可以通过选择不同的参数值，实现开关管的零电压关断。

5 结论

本文提出了一种基于双输入的高增益DC／DC变换器，主要分析了其工作模态及稳态特性，推导了变换器的电压增益、开关管及二极管的电压应力。最后，基于MATLAB／Simulink 搭建了仿真模型，得出的仿真波形与理论分析相一致。本文提出的拓扑具有以下特点：

1）该变换器可以实现高增益电压变换，且输入源采用串联方式，可同时供电，同时也避免了极限占空比的情况。

2）该变换器通过采用零电压关断电路实现了主开关管的软开关特性，减小了开关损耗，提升了变换器的工作效率。