无电解电容两级式逆变器控制策略与仿真计算研究

黄烈江，陈思超，王鹏程，安韵竹，华赟，戴建刚

(1.杭州欣美成套电器制造有限公司，浙江 杭州 311200；2.山东理工大学 电气与电子工程学院，山东 淄博 255049)

随着现代社会的快速发展,人们对于电能的需求也越来越高,所以新能源产业中的光伏发电因为拥有很多较其他能源发电技术的优点而拥有更广阔的发展空间[1]。然而,光伏电池的输出电压为直流电压,需要采用逆变器将光伏发电产生的直流电转变为交流电[2]。作为新能源产业的光伏发电正在大面积投入使用,逆变器的可靠运行尤为重要。

在传统的逆变器中,电解电容的存在限制了逆变器的发展,为有效减小传统逆变器中电解电容的电容值,提高传统逆变器的连续使用寿命,降低传统逆变器的制作成本,精简逆变器的内部结构[3-4],设计一款制造成本低、使用寿命长、可靠性高的逆变器是研究的重点[5-7]。由于逆变器的输入电压一般受二倍工频的影响,需要在输出端增设电解电容。实际应用情况表明,逆变器的电解电容需要附加有源和无源元器件,不仅增加了成本,并且电解电容的故障率已逐渐成为制约逆变器实际使用寿命的关键因素。

为提高逆变器的连续使用寿命和可靠性,降低制造成本,本文对两级式逆变器系统控制策略进行设计,采用MATLAB软件搭建一种单相两级式逆变器并联解耦电路仿真模型,并对仿真结果进行分析,对比加解耦电路前后两级式逆变器的母线电压纹波的变化。

1 两级式逆变器工作原理

含有升压斩波电路以及单相全桥逆变电路的逆变器系统结构如图1所示。两级式逆变器要实现的功能是将输入的直流电通过前级来升高,只有电压等级达到要求后,后级逆变器才可以正常工作,后级逆变器要输出高品质正弦波的电流,此电流与电网电流同频率而且相位相同,同时逆变器的功率因数也要高,将电路中的谐波干扰抑制到最小[8-9]。

图1 两级式逆变器系统结构

1.1 前级Boost型升压斩波电路工作原理

前级Boost型升压斩波电路结构如图2所示,其工作原理为:在理想条件下,电感和电容的值设为无穷大。当开关管Sd接通时,电源对电感充电,电流恒定为iL,同时,负载的电压与电容C的相等,由于C值设定为无穷大,输出电压VDC不变。设定开关管导通的时间为ton,则在充电的过程中,电感L上储存的能量为VDCiLton。开关管Sd在关断状态时,电源和电感一起向电容提供能量,并且负载的电压也是由电源和电感提供,开关管Sd处于关断状态的时间设为toff,电感开始释放所储存的能量,释放的能量为(Vi-VDC)iLtoff,在储存和释放的过程中,电感上的能量变化可以认为是零,可以得到

图2 升压斩波电路结构图

VDCiLton=(Vi-VDC)iLtoff,

(1)

简化得

(2)

式中T/toff≥1,处于升压状态。

由于电感和电容值很大,电源向电路供电过程中,能量可以储存在电感上,电感、电容充电完成后,可以保持负载上的电压不变,同时电感上的电流不会发生突变,电感可以作为第二个电源进行释放能量,所以Boost电路可以起到升压的作用[10]。因为是在理想条件下讨论Boost升压的原理,而实际上电感和电容的值都不能无穷大,所以在实际中升压后的电压值可能与理论计算值产生一些差值,但这个差值很小,可以忽略不计。

1.2 后级单相全桥逆变电路工作原理

后级逆变器输出端为标准正弦电流,后级单相全桥逆变电路结构如图3所示,其工作原理为:逆变电路中存在4个桥臂,分别标号为桥臂1、桥臂2、桥臂3和桥臂4,可以将桥臂1和桥臂4分为一组,将桥臂2和桥臂3分为一组,这两组桥臂分别导通180°,可以将直流电逆变成交流电,当桥臂1和桥臂4导通时,输出的交流电为正值,当桥臂2和桥臂3导通时,输出的交流电为负值。在导通180°情况下,输出电压由输入电压决定,将矩形波v0展开傅里叶级数可以得到

图3 单相全桥逆变电路结构图

(3)

式中基波的幅值、有效值V01m、V01分别为:

(4)

(5)

从上述的分析可以看出,v0为正负电压各为180°脉冲状态。在这种情况下,为了得到所需的输出电压,需要改变输入电压。逆变器的负载电压可以通过调节桥臂导通的角度来改变,因为导通180°时输出电压只能由改变输入电压来改变,那么通过改变这个导通角度就可以不用改变输入电压而可以改变输出电压,这种方法称为移相调压,两组桥臂的导通角度不再是180°而是θ。这样输出电压就是正负相位各为θ的交流脉冲[11]。

2 逆变器控制策略设计

2.1 两级式变换器控制策略设计

单相两级式逆变器的拓扑结构如图4(a)所示。前级为Boost电路,由直流源、储能电感Ld、开关管Sd、二极管VD组成。Cd为直流母线电解电容也为前后级之间的耦合电容。由Q1—Q4四个开关管组成后级单相全桥逆变电路,使用L滤波方法,电感Lf的作用是滤除谐波。前级Boost电路主要为提高电压等级,为使解耦变换器作用更明显,通过改变前级DC/DC电路的电流改变前级DC/DC电路向后级逆变电路输入的功率,后级逆变电路进行直流电的逆变。

(a)拓扑结构

前级升压后的母线电压由后级进行稳定,后级采用SPWM三角波比较方式完成对电流的控制,系统的控制策略如图4(b)所示。在前级Boost变换器的控制中,电流有两个阶段,在输入电压一定时,前级Boost变换器将有2个功率,在功率升高时电压纹波也会增大,这时解耦电路作用更加明显,减小或消除因功率变化而产生的电压纹波。对照逆变器基准电流ig_ref与入网电流ig,将两者与PI调试后的三角波进行对照,向开关管Q1—Q4输出PWM信号。母线电压一定,电流增大Boost电路的输出功率增加,此时参考电流增加,入网电流增大;反之,母线电流减小从而入网电流减小。

2.2 功率解耦变换器控制策略设计

因为存在功率高频的脉动以及解耦变换器本身不能够完全补偿功率的差值,所以在主电路拓扑中直流母线上仍然保留一个电解电容,这个电容的电容值比加入解耦变换器之前的电容值小得多。选用升压电路作为解耦变换器,在控制过程中,设定母线电压存在一个最大值与一个最小值,当母线电压大于这个最大值,即电压纹波大于允许值时,解耦变换器在升压模式下工作,DC/DC变换器向解耦侧电容提供能量;在母线电压不满足设定的最小值的时候,解耦变换器工作在Buck模式,前一级变换器和解耦侧电容一起为后一级逆变器提供能量。两个工作模式的工作频率均为100 Hz。

在增加了解耦变换器之后,母线电容电压与解耦侧电容电压有90°的相位差,母线电容电压与功率曲线有一定的相位差,但是可以确保母线电容上的能量和解耦侧电容上所拥有的能量之和等于DC/DC变换器与后级逆变器的能量差值。解耦变换器母线电压外环和电感电流内环控制如图5(a)所示。设定两个基准值P1和P2,限制母线电压纹波的幅值,当母线电压Vbus高于基准值P1时,解耦变换器工作在Boost状态,解耦侧电容积蓄能量;当母线电压Vbus低于基准值P2时,解耦变换器工作在Buck状态,解耦侧电容释放能量。可以通过调节P1、P2大小来控制母线电压纹波的幅值。

(a)解耦变换器电压电流双闭环控制

逆变器电流环控制如图5(b)所示。用1/(1+Tss)表示信号采样延迟,用1/(1+0.5Tss)表示PWM控制小惯性环节。Ts为电流内环的采样周期,Ti表示电流环PI调节器的时间常数,KPWM2表示变换器放大系数。为了加快电流环的响应速度,电流调节器用Ⅰ型系统来设计,如果按照典型Ⅰ型系统设计电流环,则电流环可近似等效成一个时间常数为3Ts的惯性环节。电流环的动态响应速度与开关频率成正比。

直流母线电压环控制如图5(c)所示。Kvp表示直流母线电压环PI调节器的比例系数,Tv表示直流母线电压环PI调节器的积分时间常数。用1/(1+Tss)表示电压采样延时,iDC表示Boost的输出电流。由于电压环的主要功能是稳定母线的直流电压,所以在设定控制系统时,要求电压环具有很强的抗扰动性能,电压调节器可以按照典型Ⅱ型系统来设计。

3 无电解电容两级式逆变器仿真计算及分析

3.1 仿真计算模型

本文利用MATLAB软件搭建逆变器进行仿真计算。无电解电容两级式逆变器仿真模型由前级Boost电路、后级逆变电路、解耦变换器电路及其控制电路组成。输入直流电压100 V经过Boost电路升高到400 V,后经过逆变器逆变成311 V、50 Hz交流电,解耦变换器起到降低母线电压纹波的作用。仿真共有3个控制电路,分别为前级单电流闭环、后级电压电流双闭环、解耦变换器电压电流双闭环。

Boost升压电路输入100 V直流电,通过电流闭环控制占空比输出PWM波控制开关管的开断,通过电感和电容的升压、储能作用输出400 V直流电。单相全桥逆变器仿真模型如图6(a)所示。输入前级升压后的400 V直流电,经过电压电流双闭环控制,经过SPWM调制输出PWM波形,控制4个开关管的开断,实现逆变功能。

(a)单相全桥逆变器

解耦变换器仿真模型如图6(b)所示,经过电压电流双闭环控制输出PWM波形,在满足一定条件下,使解耦变换器工作于Buck状态或者Boost状态。Boost电路电流闭环采用阶跃信号控制参考电流值,经与采样值比较后通过PI调节器调节输出占空比,输出PWM波形控制开关管的开断。逆变电路双闭环控制即采用母线电压外环、电感电流内环的控制方案,参考电压与采样电压比较,经PI调节器调节,输出控制量与电感电流比较,经PI调节器与载波比较输出PWM波形,控制逆变器开关管的开断。解耦变换器双闭环控制同样采用母线电压外环、电感电流内环的控制方法。当母线电压大于设定值,解耦变换器工作于Boost状态;小于设定值,解耦变换器工作于Buck状态。

3.2 仿真结果及分析

本文设计搭建了一种单相两级式逆变器并联解耦电路仿真模型。前级升压变换器的输入直流电压为100 V,直流侧输出电压在400 V左右,电网交流电压幅值为311 V,频率50 Hz,升压电路电感为2 mH,逆变电路电感为1 mH,解耦变换器电感为2 mH,各部分的开关管频率均为20 kHz。加解耦电路两级式逆变器的母线电压、输出电压和电流以及解耦电流侧电容电压如图7所示。

(a) 母线电压

由图7仿真计算结果可知:母线电解电容的电容值为100 μF,当t=0.3 s时前级DC/DC电路控制电流从5 A上升到10 A,功率由500 W上升到1 000 W时,前级输出功率增大,解耦电路工作于Boost状态,解耦侧电容储存能量,解耦侧电容电压升高,解耦变换器吸收前后级功率的差值,以此来降低电压纹波。当t=0.6 s时,前级功率由1 000 W降回500 W时,解耦电路工作在Buck状态,解耦侧电容向后级释放能量,解耦侧电容电压骤降,解耦变换器释放功率以补偿功率的不足,降低电压纹波。加入解耦变换器后的电压纹波幅值可以保持在2 V左右,这个值可以满足工程要求。

通过仿真计算,不加解耦电路的母线电解电容值为100 μF和500 μF时母线电压波形如图8所示。由图8(a)仿真计算结果可以看出:在不加解耦电路母线电解电容值为100 μF时,母线电压波形在功率发生变化时变化较大。在功率为500 W时电压纹波幅值达到20 V,在功率上升到1 000 W时电压纹波幅值达到43 V。通过与图7(b)的比较可以看出,解耦电路对抑制电压纹波发挥一定的作用。

(a) 电解电容值为100 μF

此外,由图8(b)可以看出:增大母线电解电容也可以抑制母线电压纹波,在变换器功率为500 W时,电压纹波幅值在4 V左右,在变换器功率在1 000 W时电压纹波幅值在8 V左右,与期望值相符。综上所述,增加解耦变换器对减小母线的电压纹波和电解电容有明显的效果。

4 结论

本文搭建了单相两级式逆变器并联解耦电路仿真模型,并对仿真结果进行分析,对比加解耦电路前后两级式逆变器的母线电压纹波的变化,主要结论包括:

1)两级式逆变器在不加解耦电路时,随着母线电解电容的增大,在相同功率下,电压纹波幅值降低,增大母线电解电容可以抑制母线电压纹波。

2)两级式逆变器在加入解耦变换器后的电压纹波幅值可以保持在2 V左右,这对于减小母线的电压纹波和电解电容有明显的效果。