面向宽带卫星通信的微波光子线性化技术*

宁婕妤

(中国西南电子技术研究所 成都 6100361)

0 引 言

卫星通信具有覆盖范围广、作用距离远、可靠性高、组网灵活、不受地形限制等优势，是信息系统实现全球服务的主要甚至唯一途径[1]。作为各种军事和民用信息处理的中继，卫星承载的业务类型越来越多，强大的市场需求冲击促使大容量、超带宽、多功能一体化成为包括卫星在内的众多电子信息系统的主要发展趋势。未来的卫星通信系统需要为不同类型的终端，如机载、船载、舰载终端、陆地固定或移动终端、便携式甚小口径终端及手持类终端等，提供形式多样的服务，不同终端、不同服务及不同服务区域要求卫星通信系统具备高效灵活的宽带处理能力。实际上，随着现代天线技术、信号收发和处理技术的不断发展，军民用高性能电子信息系统越来越呈现趋同化发展趋势，多功能、一体化顺势演变为主要研究热点，如卫星通信设备不仅支持高质量的移动通信，还将支持气候变化监测、空间气象监视、多光谱对地成像、航空监视、跟踪、导航等综合业务协同工作。未来，若继续采用传统单一功能的射频技术，那么，多功能集成将极有可能导致多种电子设备或模块简单叠加而形成庞大系统。此外，多功能、一体化的电子信息系统或平台需承载不同功能所覆盖的全部带宽，因此，表现出对带宽较大的依赖性，而传统射频器件极有可能面临难以支持超宽带、多频段射频信号的采集、传输和处理等难题。例如，若多功能覆盖的射频带宽非常宽，系统的模数转换(Analog-to-Digital Conversion，ADC)和数模转换(Digital-to-Analog Conversion，DAC)也许无法直接面向超宽带射频信号实现信号采集。

在此背景下，微波光子技术将是一种较有潜力的解决手段。光子技术具有带宽高、损耗低、重量轻以及抗电磁干扰强等优势，微波光子技术将微波技术与光子技术充分融合，利用光电器件和光电系统进行微波/射频信号的光域传输与处理，为微波信号的处理与分析提供了一条全新的解决途径，它有望突破传统技术瓶颈，实现单纯微波技术和光子技术难以完成的复杂功能[2-4]。在未来卫星通信发展中，微波光子技术将具有良好的应用潜力[5-6]。

然而，由于微波光子通信系统固有的非线性传递特性等缺陷，现有微波光子技术还尚未达到军民用领域“成熟应用”的性能要求。一般来说，非线性失真是微波光子系统面临的关键问题之一，它们的存在严重恶化了系统性能。目前，各种微波光子线性化方法被提出，对于基于数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)的线性化技术[7-10]，当系统输入的射频信号很高时，通常需要超宽带的高速ADC实现信号的接收，若要无失真地恢复原始信号的全部信息，实际需要的ADC采样率可能会更高。因此，许多基于强度调制且包含下变频功能的线性化方法[11-12]被提出，但这种链路实际上是有滤波的链路[13-14]，只有某些基频信号被数字化，其他谐波失真均被滤除，导致系统的补偿模型与实际的物理过程不匹配。利用迭代算法[15]可以实现系统输出的完全线性化，但也增加了系统的不稳定性。

基于以上问题，本文提出了一种基于光子带通采样-数字I/Q解调的线性化方法。该方法无需其他下变频装置，通过超短光脉冲的带通采样将系统全部分量直接下变频。此外，利用该技术可实现射频信号的“直接带通采样”，直接获取目标高频宽带的信息并将其数字化，避免了采用超宽带ADC后所需要的超大规模的数字处理。在未来，若面向40～60 GHz等较高的工作频段，该技术还将有望在目标工作带宽内实现较高的动态范围。

1 结构与原理

图1为本文所提出的基于光子带通采样-数字I/Q解调的线性化方法的系统结构图。激光器发出的光经过光耦合器1分成两路，一路光经过偏振调制器，用来承载系统输入的射频(Radio Frequency，RF)信号；另一路光直接相连低速光电探测器以实现光电转换，用作双通道数据采集卡的同步时钟信号。承载了RF信号的光载波再被光耦合器2平均分成两路，每一路分别通过偏振控制器及偏振分束器作用，实现光的相位调制信息向光的强度信息转变；最后分别经过平衡探测器光电检测后，同时被双通道的数据采集卡数字化。需要说明的是，在偏振控制器1及偏振控制器2的调节作用下，两路信号成正交的形式输出，即I路和Q路。在数据处理单元，实现算法处理。

图1 基于光子带通采样-数字I/Q解调的线性化方法的系统结构图

对于偏振调制I/Q解调的模拟光链路系统，若要实现输出信号的完全线性化解调，需I/Q两路信号均包含高阶谐波分量，若数据采集ADC带宽有限，将导致输出信号留有残留的非线性失真。基于图1所提出的系统结构，下面将分步骤进行讨论。

1.1 连续光激光器光源

首先，系统采用连续激光器所发出的线偏振光作为输入光源，经过分光比99∶1的光耦合器1，其中，1%光功率的光直接连接光电探测器进行光电转换，作为采集同步时钟信号；99%光功率的光以与偏振调制器主轴成45°夹角方向注入调制器，则在偏振调制器中形成两个正交的模式。调制器的传递函数为

(1)

式中：Vπ是调制器的半波电压，Vin是输入的射频信号，Ex与Ey表示两偏振方向的光场，符号∝表示正比于。经偏振调制器输出的光被光耦合器2平均分成两路，分别经过偏振控制器及偏振分束器，保证了将光信号的偏振旋转状态调节为两路互补的输出。最后，分别经过平衡探测器1与平衡探测器2的光电检测作用，得到I路信号VI和Q路信号VQ，其输出形式如下：

(2)

(3)

I路及Q路信号同时被双通道数据采集卡数字化，在数据处理单元中利用如下I/Q解调算法[16]实现系统输入射频信号的线性化解调:

(4)

基于以上理论分析，当系统中输入载波频率fc为1 GHz左右的双音信号，按照表1所示的参数进行Matlab仿真，参数选择根据器件实际应用情况选取，分别计算出系统输出的电频谱、基频信号及非线性失真信号。

表1 主要仿真参数

当输入的双音射频信号功率为16 dBm时，系统输出的I路及Q路信号的电频谱如图2所示，其分辨率带宽为1 MHz，ADC带宽为BADC。由图2可知，仿真电频谱中的更高阶谐波达到7阶。

图2 系统输出的I路及Q路信号的电频谱图

当从-10～15 dBm扫描输入射频信号的射频功率，ADC带宽分别为1.5 GHz、2.5 GHz、3.5 GHz和4.5 GHz时，系统输出的基频信号及非线性失真信号的功率如图3所示。由图3可知，系统射频信号的输入功率一定时，系统的非线性失真信号随着ADC带宽被压缩而愈发明显，且ADC带宽不同时，非线性失真信号分量的功率随着射频信号输入功率的变化而表现出不同的斜率。例如，结合图2分析，当ADC采集带宽为2.5 GHz时，只采集到Q路信号的一阶谐波和I路信号的0阶和2阶谐波，非线性失真信号功率斜率为5，表示此时系统中五阶非线性失真为主，三阶交调非线性失真完全被抑制；当ADC采集带宽为3.5 GHz时，Q路信号的一阶谐波和三阶谐波及I路信号的0阶和2阶谐波被采集，非线性失真信号功率斜率为7，此时系统中七阶非线性失真为主，三阶交调和五阶交调非线性失真则被抑制；同理，当ADC采集带宽为4.5 GHz时，系统非线性失真趋向更高阶失真方向。因此，若ADC采集带宽远远大于输入射频信号带宽时，如全带宽的数字化，则系统输出信号将可实现全线性化解调；若ADC采集带宽受限时，系统中I/Q两路信号被采集后，即使采用如上所述算法处理，仍会出现非线性失真。

图3 ADC采集带宽不同时系统输出的基频信号与非线性失真信号的功率图

1.2 飞秒激光器光源

基于以上仿真分析，面向未来系统将承载超宽带射频信号的应用需求，为重点解决系统数据采集ADC带宽受限时的非线性失真问题，本文提出了基于光直接采样的线性化方法，用飞秒激光器所产生的脉冲光作为系统输入光源以替代连续光。这样处理的主要优势在于，在频域中，飞秒激光脉冲串是一系列等间隔的频率梳齿，当系统需承载超宽带的射频信号时，无需增加额外的下变频装置，系统的全部谐波分量均可被其邻近的梳齿下变频到第一奈奎斯特区，实现射频信号的批量下变频。若系统输入信号的带宽大于奈奎斯特区域，则其输出同样会被压缩采样，因此，最初宽带系统的线性化可在窄带中实现，且无论输入系统的射频信号带宽多么大，本文所提出的方法也将十分有效，极大地缓解了系统ADC及后续数字化处理的压力。然后，依据式(4)所述的I/Q解调算法实现系统输入射频信号的全线性化解调，且随着飞秒激光器技术日新月异的发展，本文所提出的方法将更为理想地得到实现。

2 实验与结果

按照图1所示的系统结构搭建实验，采用重复频率为100.059 MHz的飞秒激光器作为光源输入，平均输出光功率为11.82 dBm。输入系统偏振调制器的双音射频信号的频率分别为1.511 GHz和1.513 GHz，调制器带宽为40 GHz，双通道数据采集卡的最大采样率为200 Msample/s。由图4(a)可知，经过系统光脉冲采样后，双音射频信号被下变频到10.1 MHz和12.1 MHz，当双音射频信号的输入功率为8 dBm时，三阶交调非线性失真非常明显，功率高达-56.67 dBm，而经过I/Q解调的输出信号的频谱图如图4(b)所示，对比两图可知，经过算法补偿后，系统三阶交调非线性失真抑制量高于31 dBm。

(a)未经过I/Q解调的输出信号的频谱图

为了进一步说明本文所提方法对系统性能的改善，从6～11 dBm对输入信号的功率进行扫描，同时记录经过算法补偿与未经过补偿两种情况下检测到的基频分量与三阶交调非线性失真分量的功率，如图5所示，可以看出，系统的无杂散动态范围改善了12.1 dB。

图5 经过算法补偿与未经过补偿两种情况下检测到的基频分量与三阶交调非线性失真分量的功率

此外，为了验证本文所提方法的有效性，又额外选取3.619 GHz和3.621 GHz、8.326 GHz和8.328 GHz所组成的两组双音信号分别进行测试，经过带通采样，信号分别被下变频到16.8 MHz和18.8 MHz、21.1 MHz和23.1 MHz，其频谱图如图6与图7所示。对比图6和图7可知，未经过I/Q解调输出信号的三阶交调非线性失真非常明显，而经过I/Q解调后输出信号的三阶交调非线性失真完全得到消除。

(a)未经过I/Q解调的输出信号的频谱图

(a)未经过I/Q解调的输出信号的频谱图

本文还对输入系统的多载波射频信号，如四音信号进行验证。四音信号由频率位于10 GHz和15 GHz附近的双音信号组成，经过光脉冲的带通采样，其下变频的四音信号的输出频谱图如图8所示，可以看出，四音信号的频率被下变频到10 MHz和35 MHz附近。

(a)未经过I/Q解调

由图8可知，采用本文所提的光子带通采样的线性化方法，系统三阶交调非线性失真的抑制非常明显，高达30.55 dBm。值得说明的是，经过线性化处理后，系统仍残留少许非线性失真，可能来源于平衡探测器在光电转换过程中光脉冲的幅度调制向相位调制转换时所产生的非线性失真，而本文所提方法则主要关注系统三阶交调非线性失真。

3 结 论

本文面向未来电子信息系统将承载超宽带射频信号的应用需求，提出了一种基于光子带通采样-数字I/Q解调的线性化方法，并设计了不同实验进行验证。当系统输入不同频率的双音信号时，三阶交调非线性失真完全消除，系统无杂散动态范围改善了12.1 dB；当系统输入多音信号时，三阶交调非线性失真、互调非线性失真及谐波失真均得到抑制，且抑制量高达30.55 dBm。此外，本文所提方法无需其他下变频装置即可实现系统各阶分量的直接下变频，极大地缓解了系统对ADC及后续超大规模数字处理的严苛要求，在未来通信应用中具有良好的潜力。