适用于双极性低压直流微电网的自平衡隔离型DC-DC变换器

裴忠晨，宋晓民，刘 闯，林 琳，朱 帝，姜 宇，王菁月，李 辉

（1. 东北电力大学 电气工程学院，吉林 吉林 132012；2. 国网山东省电力公司淄博供电公司，山东 淄博 255000；3. 浙江华云清洁能源有限公司，浙江 杭州 310000）

0 引言

为实现碳达峰、碳中和目标，终端能源电气化水平将大幅提高，电力将成为支撑经济发展和民生改善的主体终端能源［1］。低压直流微电网对于可再生能源、储能装置以及新型直流负荷具有天然优势，是替代传统交流微电网的新兴方案［2-4］。低压直流系统目前主要存在2 种系统架构，即单极性系统和双极性系统［5］。其中，双极性系统可以提供3 个不同电压等级的直流母线，配电方式具有更高的灵活性［6-7］。另外，当一极发生故障停运时，另一直流极可以继续输送50%的额定功率，从而提高了系统可靠性［8］。双极性系统需要克服由不对称负载导致的两极母线电压不平衡问题，通常需要额外接入电压平衡器［9-11］。

文献［12］提出了一种基于电压平衡器的双极性低压直流微电网方案。文献［13］提出了一种新型电压平衡器拓扑结构和控制策略，可实现双极性直流系统母线电压的稳定。为防止开关管击穿以适应更高的低压直流微电网电压等级，文献［14］引入了Buck／Boost 平衡器。文献［15］研究了一种三电平电压平衡器，可以满足大功率变换应用场景需求。在此基础上，文献［16-18］分别提出了Super-Sepic、Super-Zeta 和Sepic-Cuk 衍生电压平衡器。文献［19］提出了一种无变压器两级AC-DC 平衡器，直接从传统交流电网构建双极直流母线。

上述电压平衡器皆为非隔离型变换器，不具备电气隔离功能，输出电流纹波相对较大，需要较大的电容或电感来抑制电流纹波，进而增加了成本和体积。文献［20］使用交错Buck／Boost 类型电压平衡器，减小了电感电流纹波和电容体积。

对隔离型电压平衡器，文献［21］使用2 个独立的DC-DC 模块级联，分别与正、负极连接，或使用带有多绕组变压器的三端口DC-DC 模块，结构简单，但需要额外的转换器与隔离绕组变压器，增加了整个系统的成本、体积与控制复杂性；文献［22］提出一种三电平二极管中性点箝位变换器，在不平衡负载条件下需要不同的平衡策略对中性点电压进行闭环调节，控制复杂且平衡极电流过大；文献［23］在三电平双有源桥变换器的基础上提出了一种电压平衡器，该变换器通过2 种开关调制方式独立控制每个直流极输出功率，在不平衡负载条件下需要复杂的闭环控制与调制来调节直流极电压，且需要额外的开关器件；文献［24］在CLLC DC-DC 变换器二次侧增加2 个平衡电感实现电压自平衡，无需额外的开关器件，在不平衡负载条件下需要闭环控制补偿死区时间来平衡两直流极电压误差。

因此，本文提出了一种适用于双极性低压直流微电网的自平衡隔离型DC-DC 变换器拓扑结构，具有以下主要特点：①具有高频隔离功能，增加了安全保障；②平衡电感之间均流，具有更小的电流应力和更高的效率；③平衡电感交错并联，减小了输出电流纹波；④实现了电压平衡，且无需额外闭环控制策略，二次侧开关管均实现零电压开关（ZVS），可以在开环下工作。所提出的自平衡隔离型DC-DC 变换器为双极性低压直流微电网双极母线电压平衡问题提供了一种新的思路。

1 隔离型DC-DC变换器拓扑结构与调制策略

图1 为基于电压平衡器的双极性三线制低压直流微电网结构，可以为新型直流源／荷提供不同电压等级端口，以便不同电压等级和功率等级的分布式电源、储能装置与直流负荷接入，拓宽了功率变换器接入电压等级范围。同时，引入电压平衡器后的双极性低压直流微电网，具有良好的电能质量和供电连续性，易于实现功率等级拓展，具备良好的兼容性与灵活性。此外，双极性系统可以降低设备的绝缘水平，以实现低压直流配电系统的可靠供电。

图1 双极性低压直流微电网结构Fig.1 Structure of bipolar low voltage DC microgrid

自平衡隔离型DC-DC 变换器拓扑结构如图2所示，该变换器由一次侧全桥电路（Q1—Q4）、具有等效漏感Lr的高频变压器（HFT）、二次侧全桥电路（S1—S4）、滤波装置以及平衡电感组成。

图2 自平衡隔离型DC-DC变换器拓扑Fig.2 Topology of self-balancing isolated DC-DC converter

在二次侧全桥电路桥臂中点接入平衡电感L1、L2（L1=L2），由平衡电感连接点引出中性线构建双极性三线制低压直流微电网，二次侧全桥电路所有开关管工作在占空比接近50%的恒定模式。图2 中：v1、v2和i1、i2分别为高频变压器一次侧、二次侧电压和电流；iL1、iL2分别为平衡电感L1、L2中的电流；VdcL为直流输入电压；iin为输入电流；VdcH为HFT 交流电压经S1—S4变换的高频直流电压；k为HFT 变比；R1、R2分别为正、负极直流母线的等效负载；iR1、iR2分别为正、负极负载电流；Vout1、Vout2分别为正、负极直流母线电压；Vout为总母线电压，且Vout=Vout1+Vout2；io为中性线电流；Lf1、Cf1组成正极滤波器；Lf2、Cf2组成负极滤波器。

由于二次侧并联平衡电感的加入，在最大限度消除纹波的前提下，每个模块开关信号彼此交错且电感电流波形相互交错，负载输出电流纹波幅值降低，频率也提高为原来的2 倍。此外，电压根据需求进行设置，变换器可对负载变化提供快速动态响应。

借鉴该变换器已有的移相全桥调制策略、周波变换器调制策略等，推导出基于锯齿载波的移相制策略，如附录A 图A1 所示，开关信号周期为载波信号vref周期的1/2。每当调制波幅值大于载波幅值时，驱动信号进行取反。在该调制策略下，二次侧全桥开关管输出50%占空比的开关信号（开通、关断时间均为1 个载波周期）。设D（0≤D≤1）为变换器调制信号，超前桥臂的调制信号Dn与滞后桥臂的调制信号Dm可以表示为：

2 自适应平衡工作过程与机理分析

2.1 R1=R2平衡负载条件下的工作原理

当正、负极负载平衡（R1=R2）时，Vout1=Vout2，io=0（iR1=iR2）。平衡电感两端电压与一次侧开关管导通时间相关，当一次侧处于续流阶段时，平衡电感电压为0，此时输出电压由滤波电感Lf1、Lf2两端电压支撑，如附录A 图A2 所示。由图可知，二次侧开关管的开通与关断均处于一次侧电路续流部分，此时变压器两端电压为0，二次侧开关管均能实现ZVS。平衡负载下该变换器的工作波形与常规单极性相同，其工作模式不再赘述。

2.2 R1＞R2不平衡负载情况下的工作原理

为了分析自平衡变换器在不同工况的工作特性，下面给出了其换流过程，附录A 图A3 给出了不平衡负载情况下的波形图。为了简化分析换流过程，做出以下假设：①所有的有源开关都是理想的，可忽略开关管Q1—Q4、S1—S4中的寄生电容；②忽略工程差异，平衡电感L1=L2；③HFT 漏感Lr等效到理想变压器一次侧。

该变换器在1个完整开关周期内可以分成12个工作模式，附录A 图A4 详细展示了前半周期的6 个工作模态的变换过程，具体分析如下。

模态2（［t2，t4））。如图A4（c）所示，在t2时刻，iL1=iL2=io/2，iL1持续增大，L1处于充电状态，L2处于放电状态。在t3时刻，iL2进行换向，由0开始反向增大，此时L1、L2均处于充电状态。开关管导通方向与上一模态相同。

模态3（［t4，t6））。如图A4（d）所示，在t4时刻，Q1关断，Q3导通，i1从Q1转向到Q3的反并联二极管，v1和v2变为0，变压器一次侧处于续流状态。由于无电压映射到二次侧，二次侧无箝位电压，S1—S4均处于导通状态。为保证电流从S1、S4换向到S2、S3时一直存在电流通道，避免出现电压冲击，在重叠死区过程中，变换器二次侧的所有开关都处于导通状态，由于滤波电感的作用，滤波电感电流可以认为保持不变。此时平衡电感电流均处于极值状态并保持不变，平衡电感电压vL1、vL2均为0。该过程中，平衡电感电流流经电压器励磁绕组，将二次侧电流映射到一次侧。滤波电感Lf1、Lf2的两端电压vf1、vf2的表达式为：

式中：ip、in分别为流过滤波电感Lf1、Lf2的电流。

模态4（［t6，t7））。如图A4（e）所示，在t6时刻，Q4关断，电流i1流经Q2、Q3的反并联二极管，二次侧工作过程与模态3 相似。此时，在一次侧建立电压-VdcL，而二次侧电压v2仍为0，i1、i2反向，发生占空比丢失。由于二次侧并联电感的存在，电感电流映射到一次侧，i1＜i2，使Q2、Q3更易实现ZVS。电感L1、L2均处于放电状态。

该变换器后半周期的6 个工作模态与前半周期的6个工作模态对称，不再详细描述。

2.3 平衡电感自补偿电压平衡机制

由上述不平衡负载工作过程分析可知，所提出的单级式双极性DC-DC 变换器具有极电压自补偿平衡能力，这是2 个并联电感固有的平衡能力。对于电感L1：当Q1、Q4触发导通且iL1由最小值增至最大值时，vL1与正极直流母线电压相等；而当Q2、Q3触发导通且iL1由最大值减至最小值时，vL1与负极直流母线电压相等。电感L2与L1相似，不再赘述。稳态下，正极直流母线电压根据基尔霍夫电压定律可知：

式中：t0-4为施加到电感的正向电压持续时间，t0-4=DTS/2，TS为1 个周期时长；t4-6为续流阶段时间。vL1=vL2=DVdcL/2，故两直流极电压相等，即Vout1=Vout2=Vout/2。若两直流极之间的负载不同，则电感电流向着较大负载一侧产生电流偏移，通过对平衡电感的充放电，将在负载大的直流极流过较小电流，而在负载小的直流极流过较大电流，从而在电感电流iL1和iL2中建立直流偏置，即附录A 图A3 中的io/2，中性线电流io将电能从负载大的直流极转移到负载小的直流极，实现双极性直流母线结构的功率分配，解决了正、负极母线的负载不平衡问题。

R1＞R2不平衡负载条件下电压电流纹波如图3所示。由图可知，两相电感电流的平均值从0 变化到50 A，不平衡功率可通过平衡电感传递给负载R2，以维持两极之间电压平衡。Vout1纹波周期TM、iR2纹波周期TN如图3所示，每个桥臂的开关信号彼此交错，输出纹波的幅值降低，同时输出纹波的频率也提高为原来的2 倍，从而减小了滤波元件的尺寸和体积。电感电流iL1、iL2的合成波形为io波形，合成的电感电流频率为单一电感电流频率的2 倍，可求得等效占空比Di如式（8）所示。

图3 R1＞R2不平衡负载条件下的电压、电流纹波Fig.3 Voltage and current ripples under unbalanced load condition（R1＞R2）

3 自平衡DC-DC变换器参数优化设计

3.1 软开关设计

在移相全桥变换器中，一次侧滞后桥臂难以实现ZVS是众所周知的问题，在合理的死区范围内，要实现滞后桥臂的ZVS 需增大变压器的漏感，但变压器漏感过大会导致变压器磁损增加，不利于效率的提升。此外，变压器的一次侧串联谐振电感还会引起占空比丢失的增加。

由不平衡负载条件下的工作模态分析可知，自平衡变换器超前桥臂ZVS的实现与传统移相全桥变换器工作方式相似，而在滞后桥臂导通时，由于二次侧平衡电感的存在，电感电流在一次侧续流阶段会映射到变压器一次侧，使得一次侧在超前桥臂向滞后桥臂转换时，如式（11）所示，电流i1能够满足ZVS能量转换的需要，因此平衡电感电流有助于滞后桥臂换流。由于滞后桥臂的ZVS 条件与漏感关联减弱，变压器漏感可以设计得很小，该平衡器拓扑可以实现宽范围ZVS，原边导通损耗小。

式中：Zp为开关管阻抗；I2为变压器二次侧电流有效值；Ih为映射电流；ω为开关角频率；ts为t4至t6的续流时间；Coss为开关管寄生电容；VC2、VC4分别为开关管Q2、Q4的寄生电容电压。在Q2开通前若VC2=0，则Q2可以实现ZVS以降低开通损耗。

由式（11）可知，滞后桥臂实现ZVS时，在不增加变压器漏感的情况下，二次侧平衡电感中电流可通过变压器映射到一次侧，使滞后桥臂容易实现ZVS。

实现ZVS 需要满足最小的实现软开关能量，开关管Q1—Q4的寄生电容电压VC1（t）=…=VC4（t）=VdcL，一次侧电流与滞后桥臂电容电压间的关系如下：

式中：Icrt为实现ZVS 的最小输出电流；Coss2、Coss4分别为开关管Q2、Q4的寄生电容。

3.2 平衡电感设计

由于平衡电感的存在，在不平衡负载条件下电感电流将在中性线中产生直流偏置，将在两直流极间进行能量转换，使2 个直流极电压自适应保持平衡。通过对直流极负载的选取（即一直流极负载为空载，另一直流极负载为额定值），使中性线中产生最大直流偏置，进而对平衡电感进行设计。变换器正、负直流极输出功率如式（14）所示。

由式（19）可知，在解决变换器不平衡能力的限制时，需要对平衡电感进行评估，在不平衡负载条件下，需要满足平衡电感充放电能力，进而满足平衡电感饱和能力。在极端条件下，一直流极满载，另一直流极空载，满载直流极流过的电流等于中性点直流偏置的电流，2 个平衡电感交错电流最大值均大于直流偏置电流，即要满足平衡能力，平衡电感的选择应大于理论值。在满足平衡能力的情况下，使得该电压平衡器具有良好的动态响应和电压均衡能力。

3.3 中性点电位偏移

平衡电感中存在较小值的等效电阻，在不平衡负载条件下会产生中性点电位直流偏置现象。当中性点电位偏移量过大时，正、负极直流母线电压将产生电压差。中性点直流偏置等效电路如图4 所示。图中，R0为平衡电感等效电阻，2个R0分别与R1、R2并联，当R1=R2时电压被平分，当R1≠R2时电压将会产生微小差值。

图4 变换器等效电路Fig.4 Equivalent circuit of converter

图5 给出了平衡负载与不平衡负载条件下，中性点电位变化情况。在不平衡负载条件下，由等效电路可知，中性点会偏移数值为ΔV的电位差。因此，正、负极直流母线端口电压出现了2ΔV的电压差。平衡电感等效阻值较小，两极间出现的电压差可以忽略不计。

图5 中性点电位变化情况Fig.5 Change of neutral point potential

极间电压差如附录A 图A5 所示。由图可见，当输入电压为1000 V，D=0.95，R0=0.01 Ω 时，直流偏置电流io=42.6 A，极间电压差2ΔV=0.852 V，即每个电极有0.089%电压偏差。

4 实验分析

为了验证所提出的自平衡隔离型DC-DC 变换器拓扑结构及相应的理论分析的正确性，搭建了一套实验室级变换器样机，如附录B 图B1 所示，实验参数如附录B表B1所示。

4.1 平衡负载情况下的实验波形

为了验证上述理论分析的正确性，将直流负载变为空载，即R1=R2=∞，对滞后桥臂ZVS 的实现进行验证。附录B 图B2（a）为变压器两侧电压、电流波形，可以看出在滞后桥臂开关管换流阶段i1＞i2，有助于寄生电容充放电；附录B 图B2（b）为滞后桥臂Q2驱动信号与寄生电容电压VQ2波形，可以看出Q2在空载条件下能够实现ZVS，在一次侧续流阶段平衡电感电流将映射到一次侧，有助于滞后桥臂ZVS 的实现。实验结果与理论分析一致，该变换器在轻载条件下将减少开关管损耗。

直流极负载R1=R2=16 Ω 时的电感电压、电流波形如附录B 图B3（a）所示。由图可知，iL1、iL2关于零值对称，io=0。当iL1由负到正、增长率为正时，对应的vL1为正；当iL2由负到正、增长率为正时，对应的vL2为正；当一次侧处于续流阶段（1-D）TS时，iL1、iL2处于极值状态，对应的电感电压为0。

输入侧直流端口电压为200 V，D=0.95，R1=R2=16 Ω，两直流极输出电压、电流波形如附录B 图B3（b）所示。由图可知，稳态下Vout1=Vout2=95 V，负载电流iR1=iR2=5.93 A，实验值与理论值相吻合，验证了式（2）的正确性。

4.2 不平衡负载情况下的实验波形

在不平衡负载情况下，R1=80 Ω，R2=16 Ω，电感电流将会产生偏移，进而中性线电流io产生直流偏置，如图6（a）所示。由图可知，在一个开关周期TS内，滤波前负载电流iR2纹波频率为电感电流纹波频率的2 倍，与上述分析一致。平衡电感电压vL1与滤波电感电压vf1如图6（b）所示，Vout1由vL1和vf1叠加得到。

图6 R1＞R2不平衡负载情况下的实验波形Fig.6 Experimental waveforms under unbalanced load condition（R1＞R2）

输入侧直流端口电压为200 V，D=0.95，R1从80 Ω 突变为26.7 Ω 时，输出电压、电流实验波形如图7（a）所示。在虚线前，两直流极电压相等；在虚线处，iR1由1.18 A 阶跃到3.55 A，iR2保持恒定，io将从正极转移到负极，保持了直流极电压的平衡；在虚线后，两直流极电压相等，保持平衡。图7（b）为R1从∞突变为40 Ω 时的实验波形，iR1在虚线处由0 阶跃到2.375 A。由图7 可见，无论直流极负载是否阶跃变化，两直流极电压始终保持平衡。

图7 R1＞R2不平衡负载情况下负载阶跃的实验波形Fig.7 Experimental waveforms with step change of load under unbalanced load condition（R1＞R2）

图6、7 中的实验波形表明，所提出的自平衡隔离型DC-DC 变换器具有良好的动态响应和电压平衡能力。

5 结论

针对双极性低压直流微电网架构，提出了一种自平衡隔离型DC-DC 变换器。所提出的变换器无需复杂控制均压策略，避免了额外的电压平衡器装置接入，能够提高双极性低压直流微电网的运行可靠性与结构紧凑性，并可在不平衡负载情况下甚至在其中一个直流极空载的情况下完全平衡双极电压。实验结果验证了该变换器的有效性与优越性。

附录见本刊网络版（http：//www.epae.cn）。