基于高摆率误差放大器的无片外电容LDO 设计

孙 帆,黄海波,王卫华

(湖北汽车工业学院 电气与信息工程学院,湖北 十堰 442002)

低压差线性稳压器(LDO)作为一种能输出低噪声、低纹波电压的电源管理模块,在无线收发设备、便携式电子设备、植入式医疗设备等对噪声敏感的电子产品中有着广泛的应用[1-2]。传统的LDO 在输出端连接μF 量级的大电容可以确保在负载电流大小突变时系统具有良好的瞬态响应性能;同时,大电容的寄生电阻引入一个零点,进行频率补偿,以保持系统的稳定性[3]。但是,大片外电容会占用较大的电路面积,不利于电子系统的集成化和微型化。无片外电容LDO 无论是用于片上系统,还是作为分立器件使用,都能够减小电路的面积和成本,成为LDO 发展的趋势[4]。

无片外电容LDO 的主要设计难点是:不同负载电流下,系统的反馈环路要一直具有足够的相位裕度;负载电流切换时,LDO 的输出过冲和下冲电压要足够小,且在一定的时间内电压要恢复稳定[5]。针对这些难点,研究者们提出了不同的设计方案[6-10]。文献[6-7]采用增强型AB 源极跟随器作为误差放大器和功率管之间的缓冲级,可以保证LDO 的环路稳定性,但是源极跟随器的充放电能力较弱,LDO 的瞬态响应性能较差。文献[8]和[9]分别提出一种高摆率的AB 类误差放大器,可以提高LDO 的瞬态响应能力,但是最小负载电流值较大,且在轻载时的相位裕度较小,环路的稳定性较差。文献[10]采用基于反相器的轨至轨输入运放作为误差放大器的输入级,以具有较大电流抽灌能力的信号瞬态电流升压(Signal Transient Current Boosting,STCB)结构作为误差放大器的后级,来提升LDO 的瞬态响应性能,但性能的改善效果并不显著。

针对上述问题,本文提出一种基于AB 类误差放大器的无片外电容LDO。采用跨导提高技术,增大误差放大器的动态输出电流,提升误差放大器的摆率。在误差放大器的基础上,通过电容将LDO 的输出端耦合至误差放大器中的电流镜,构造瞬态增强电路,进一步提升LDO 的瞬态响应性能。此瞬态增强电路结构简单,不消耗额外的静态电流。同时,瞬态增强电路作为LDO 环路频率补偿结构的一部分,通过密勒效应拉开主次极点的距离,并引入两个左半平面零点,使环路保持稳定。此外,电路通过采样负载电流为误差放大器提供动态偏置,有效提高了瞬态响应速度。

1 电路设计

1.1 无片外电容LDO 的系统结构

本文提出的无片外电容LDO 的系统结构图如图1所示。无片外电容LDO 主要包含五个部分:高摆率的AB 类误差放大器(EA)、功率管MP、Rf1和Rf2组成的电阻分压反馈网络、Cf1和Cf2组成的瞬态增强电路、电流镜结构组成的动态偏置电路。本设计LDO 的EA由三级放大器构成,其输出端直接连接至功率管的栅极,利用AB 类EA 较大的拉灌电流对功率管的栅极大电容快速充放电,获得较好的瞬态响应性能。片外不接电容,Cp为片上寄生的负载电容。

图1 无片外电容LDO 的系统结构图Fig.1 System structure diagram of the capacitor-free LDO

1.2 高摆率AB 类误差放大器

本文的高摆率AB 类误差放大器的电路图如图2所示。M1～M6 管构成EA 的第一级,是传统的双端输入、有源电流镜作为负载的单级放大器,提供较高的电压增益,降低LDO 的线性调整率和负载调整率。M7～ M14 管构成EA 的第二级,采用跨导提高(Transconductance Boosting,TB)技术,使误差放大器能够在较小的静态电流下输出较大的动态电流,不受静态电流的限制[11]。M15～M16 管构成EA 的第三级,为AB 类推挽输出级,将两条路径输出的动态电流进行叠加,使EA 具有较大的摆率和输出摆幅。

图2 高摆率误差放大器的电路图Fig.2 Circuit diagram of high slew-rate error amplifier

误差放大器的第二级电路中,M8、M13 管和M9、M12 管也构成推挽输出级,分别驱动M15 和M16 管的栅极,对电流信号进行逐级放大,尽可能地提高EA的摆率。M9、M10 和M13、M14 为跨导提高结构,M9 和M13 管分别与二极管连接的M10、M14 管并联,可以增大节点V4和V5的输出电阻;将电流信号转换为电压信号,使节点V4和V5有较大的电压摆幅,分别控制M16 和M15 管的栅极,输出较大的动态电流。

在图2 中,设差分对管M3、M4 的差分输入信号电压为vin,从输入端到节点V4和V5各有两条小信号传输路径,则节点V4和V5的小信号电压分别为:

式中:gmi和roi分别为晶体管Mi的跨导和输出电阻;vi为节点Vi的小信号电压。由于1/gm10<<(ro9‖ro12),1/gm14<<(ro8‖ro13),则EA 的等效跨导近似为:

晶体管的跨导和过驱动电压的关系为:

式中:ID为晶体管的漏级电流;VOV为过驱动电压。在图2 中,由于M5、M10、M11 和M14 管为二极管连接,则M5～ M10、M16 管的过驱动电压近似相等,M11～M15 管的过驱动电压也近似相等。在设计时,EA 的各支路电流取值满足:

式中:IDi为晶体管Mi的漏级电流;N、K值均为晶体管宽长比的比值。此外,M5、M6 和M7 管的电流满足ID5∶ID6∶ID7=M∶M∶1,M值也为晶体管宽长比的比值。则由式(3)、(4)和(5),误差放大器的等效跨导可进一步表示为:

由式(6)可知,在不增加EA 的静态电流的情况下,适当增加M9 和M10 管、M13 和M14 管的宽长比的比值K,可以增大误差放大器的等效跨导。则在相同的差分输入电压下,输出更大的动态电流,显著提高误差放大器的摆率,改善LDO 的瞬态响应性能。

1.3 无片外电容LDO

本文设计的无片外电容LDO 的电路图如图3 所示。M1～M16 为采用跨导提高技术的误差放大器,具有较高的摆率。但是由于EA 的带宽有限,当负载电流IL快速跳变时,系统的负反馈响应需要一定的时间,MP 的栅极电容存储的电荷不能得到快速的补充或泄放,造成LDO 的瞬态响应性能较差[12]。

图3 无片外电容LDO 的电路图Fig.3 Circuit diagram of the capacitor-free LDO

因此,本文还通过另外两种途径提升LDO 的瞬态响应性能:由电容Cf1和Cf2耦合EA 的电流镜结构组成的瞬态增强电路,以及由电流镜采样功率管漏级电流构成的动态偏置电路。其中,Cf1和Cf2分别将LDO的输出电压Vout耦合至EA 内部的镜像管M5 和M11 的栅极。当负载电流大小突变,由于环路带宽有限而来不及响应时,通过Cf1和Cf2的大信号传输路径快速响应,对功率管的栅极快速充放电,减小过冲和下冲电压。此瞬态增强电路仅由两个耦合电容和EA 的内部电路组成,结构简单,不消耗额外的静态电流。

动态偏置电路由M17～M21 管构成,M18 管按一定的比例复制功率管的漏级电流,通过电流镜由M21管为EA 提供动态偏置电流。同时,M1 和M2 管复制电流源Ibias,为EA 提供静态偏置电流。在负载电流为轻载时,EA 完全由M2 管提供静态偏置电流。在重载时,MP 管工作于线性区,造成系统环路的增益和带宽降低。此时,M21 管为EA 提供较大的动态偏置电流,可以增大环路的增益和带宽,并大幅度提高EA的动态输出电流,改善LDO 的瞬态响应性能[13]。

本文的LDO 是一个多零极点的系统,LDO 的输出级极点随IL的变化在较大的频率范围内移动。在轻载下,LDO 的等效输出电阻较大,输出级极点频率较低,接近单位增益带宽,很容易形成复数极点,使相位裕度急剧减小,可能造成系统不稳定。故在V2节点添加由Cz和Rz串联组成的补偿网络,在MP 的栅极和LDO 的输出端之间连接密勒电容Cm和调零电阻Rm,各引入一个左半平面零点,提高环路的相位裕度。

2 性能分析

2.1 LDO 的瞬态特性分析

本文没有设计单独的瞬态增强电路,而是在AB类EA 的基础上,构造电容耦合电流镜的结构,改善LDO 的瞬态响应性能。通过检测LDO 输出电压的变化,改变电流镜的偏压,再利用EA 的推挽输出级为功率管的栅极电容提供瞬时充放电电流,使输出的过冲和下冲电压尽可能小,稳定时间尽可能短。

在负载电流由轻载跳变到重载时,由于功率管的栅极电压不能突变,LDO 输出下冲尖峰电压[14]。Cf1和Cf2分别将下冲电压耦合到M5 和M11 管的栅极,使节点V1和V3的电压减小,从而使节点V4和V5的电压增大,则M15 管的电流减小,M16 管的电流增大。EA 的推挽输出级加快从MP 管的栅极泄放电荷,降低MP 管的栅极电压,使LDO 的输出电压恢复稳定。

同理,在负载电流由重载跳变到轻载时,LDO 输出过冲尖峰电压。Cf1和Cf2分别将过冲电压耦合到M5和M11 管的栅极,使节点V1和V3的电压增大,进而使节点V4和V5的电压减小,则M15 管的电流增大,M16 管的电流减小。EA 的推挽输出级对MP 管的栅极电容充电,提高MP 管的栅极电压,使输出过冲电压减小至稳定值。

2.2 LDO 的环路稳定性分析

在分析系统的环路稳定性时,忽略高频极点,只考虑单位增益带宽以内和附近的极点,以降低传递函数的复杂度,且不影响分析的结果。本文的LDO 等效小信号结构图如图4 所示,系统可以等效为三级放大器级联,且每一级放大器的增益都远大于1。由于功率管MP 的尺寸较大,其栅极寄生电容C6也较大,不能忽略,其他节点的寄生电容可以忽略。其中,第一级为EA 的第一级放大器,第二级为EA 的TB 级和推挽输出级的级联,第三级为MP 管和等效输出电阻构成的放大器。在图4 中,gma为V2节点至V6节点的等效跨导,gmf为V3节点至V6节点的等效跨导;Roi为Vi节点的等效电阻值,RL为LDO 输出端的等效电阻值。

在图4 中,等效跨导gma和gmf分别为:

图4 无片外电容LDO 的等效小信号结构图Fig.4 Equivalent small signal structure diagram of the capacitor-free LDO

对图4 中等效结构的每个节点列方程,得到LDO环路从输入到输出的近似传递函数为:

在(9)式中,系统的直流增益和左半平面零极点、分母中二阶函数的系数值分别为:

由式(9)～(19)可知,系统的直流增益为ADC,主极点频率为ωp1,且Cf1除了作为瞬态增强电路的耦合电容之外,还作为拉开主极点和非主极点距离的密勒补偿电容。系统环路的增益带宽积,即单位增益带宽为GBW=ADC·ωp1=gm3/Cf1,与电容值Cf1成反比。系统的传递函数有四个左半平面零点,其中,ωz1和ωz2分别为电容Cf1和Cf2耦合电流镜引入的零点,ωz3为Rz和Cz串联产生的零点;ωz4为MP 管、调零电阻Rm和电容Cm共同产生的零点,且电阻值满足Rm>1/gmp,将零点ωz4由右半平面移至左半平面。传递函数的分母为五阶函数,包括三个左半平面极点和一个二阶函数。

当负载电流为轻载,即IL较小时,LDO 的输出端等效电阻值RL较大,功率管的跨导gmp较小,则此时系数b的值较小,a的值较大;当传递函数分母中的二阶函数的系数满足(b2-4a)<0 时,系统有一对复数极点。且gmp越小,二阶函数的阻尼系数越小,会在GBW 附近产生增益幅值尖峰,相位裕度会迅速降低,可能造成环路的不稳定。因此,IL有最小值的限制,本文取100 μA。此时,系统有四个零点、三个左半平面极点和一对复数极点。在本设计中,采用零点ωz1抵消极点ωp2,ωz2抵消一个复数极点,额外引入的两个零点ωz3和ωz4共同抵消另一个复数极点的影响;而极点ωp3在GBW 之外,基本对稳定性没有影响。故GBW 以内只有一个主极点ωp1,且复数极点对相位裕度的影响被零点抵消,系统能够保持稳定。

当负载电流为重载时,则gmp的值非常大。此时,二阶函数的系数满足(b2-4a)>0,系统有两个实数极点,且两个实数极点的频率较高,在GBW 以外,对环路的稳定性没有影响。同时,由于动态偏置电路的作用,误差放大器各支路的电流增加,GBW 和零极点的频率也相应增加。此时,零点ωz1抵消极点ωp2,零点ωz2在GBW 附近,零点ωz3、ωz4和极点ωp3在GBW以外,GBW 以内只有主极点,相位裕度接近90°。

3 仿真结果

本文的LDO 基于0.18 μm CMOS 工艺设计,并采用HSPICE 软件进行仿真验证。LDO 的输入电源电压Vdd范围为2.0～3.0 V,输出电压为1.8 V,负载电流IL的范围为100 μA～100 mA。片外不接电容,仿真时的片上负载电容为50 pF。

在不同的工艺角(TT,FF,SS)下,分别仿真IL为100 μA 和100 mA 时LDO 的输出电压随Vdd的变化曲线,结果如图5 所示。可以看出,在所有情况下,线性调整率均小于0.3 mV/V;最差情况为在SS 工艺角下,IL为100 mA 时,线性调整率为0.28 mV/V。

图5 输出电压随电源电压的变化曲线Fig.5 The output voltage versus the supply voltage curves

在不同的工艺角(TT,FF,SS)下,分别仿真Vdd为2.0 V 和3.0 V 时LDO 的输出电压随IL的变化曲线,结果如图6 所示。可见,Vdd为2.0 V 时,LDO 的负载调整率相对较差;最差情况为在SS 工艺角下,Vdd为2.0 V 时,负载调整率为1.89 μV/mA。

图6 输出电压随负载电流的变化曲线Fig.6 The output voltage versus the load current curves

在不同的Vdd(2.0 V,3.0 V)下,当IL在100 μA和100 mA 之间跳变且跳变时间为0.5 μs 时,仿真LDO 的瞬态响应曲线,结果如图7 所示。由图7 可看出,当Vdd为2.0 V 时,输出下冲电压为90 mV,输出过冲电压为70 mV;Vdd为3.0 V 时,输出下冲电压为60 mV,输出过冲电压为50 mV。输出下冲和过冲电压的稳定时间分别约为0.8 μs 和0.9 μs,都在1 μs 以内,LDO 具有较快的响应速度。

图7 (a)负载电流和(b)输出电压的瞬态响应仿真曲线Fig.7 (a)Load current and (b)output voltage transient response simulation curves

在不同的Vdd(2.0 V,3.0 V)和IL(100 μA,100 mA)下,仿真LDO 环路的交流增益和相位曲线,结果如图8 所示。由图8 可知,当Vdd为2.0 V,IL为100 mA 时,环路的低频增益最小,为66.2 dB;当Vdd为2.0 V,IL为100 μA 时,环路的相位裕度最小,为79°。可见,随着IL的增大,LDO 环路的低频增益降低,但一直大于60 dB;在全负载电流范围内,LDO环路保持稳定。

图8 LDO 环路的(a)增益曲线和(b)相位曲线Fig.8 (a) Gain curves and (b) phase curves of the LDO loop

图9 为在不同的Vdd(2.0 V,3.0 V)和IL(100 μA,100 mA)下LDO 的电源抑制比(PSRR)仿真曲线。由图9可知,当Vdd为2.0 V,IL为100 μA 时,低频下的PSRR为74.8 dB;IL为100 mA 时,低频下的PSRR 为59.5 dB。

图9 LDO 的PSRR 仿真曲线Fig.9 PSRR simulation curves of the LDO

表1 为本文与其他已发表文献设计的无片外电容LDO 的主要性能参数对比。

表1 本文与其他已发表文献的LDO 性能参数对比Tab.1 Performance parameters comparison of LDO in this paper with other published literatures

由表1 可看出,与文献[9-10]和[15]相比,本文设计的LDO 具有更小的过冲和下冲电压,负载瞬态响应的稳定时间更短,且静态电流只比文献[9]大。因此,本文设计的无片外电容LDO 具有较优异的瞬态响应性能。

4 结论

本文基于一种采用跨导提高技术的高摆率误差放大器,设计了一种快速瞬态响应的无片外电容LDO。在误差放大器的基础上,由电容耦合电流镜构造结构简单的瞬态增强电路,可以显著改善LDO 的瞬态响应特性,且环路保持稳定;同时,为误差放大器提供动态偏置电流,可以进一步减小输出过冲和下冲电压,缩短稳定时间。基于0.18 μm CMOS 工艺进行设计和仿真,电路在全负载电流范围内保持稳定,且负载电流在0.5 μs 内,在100 μA 和100 mA 之间跳变时,过冲和下冲电压分别为70 mV 和90 mV,稳定时间在1 μs 以内。本文设计的LDO 在瞬态响应和环路稳定性方面的性能良好,可以为同类型无片外电容LDO 的研究和设计提供参考。