5L-ANPC 逆变器中器件过电压分析及抑制

黄杨涛，邓金溢，陈 敏，徐德鸿

（浙江大学电力电子技术研究所，杭州 310027）

在我国政府的大力支持下，我国新能源产业发展方兴未艾[1]。传统的光伏并网系统中，一般采用两电平光伏逆变器实现光伏电池并网。为了提高系统容量和效率，电池端电压逐渐提升，而两电平电路中单个功率器件耐压受到限制，因此可以降低器件耐受电压的三电平电路在光伏逆变器中被应用。而相较于三电平逆变器，五电平逆变器能够改善输出电能质量，降低器件应力，提高了系统效率。因此，五电平逆变器近年来得到关注[2-5]。五电平中点有源箝位5L-ANPC（five-level active neutral-point-clamped）变换器相较于其他五电平逆变器箝位原件数量少、只需控制一个母线中点平衡，易于控制，在众多五电平拓扑中脱颖而出，率先运用在高压大功率变频器[6-7]。前人针对5L-ANPC 调制技术、飞跨电容电压控制、中点电压控制等问题开展了许多研究工作[8-12]。但对于5L-ANPC 中开关器件的电压应力问题关注较少，然而开关器件电压应力问题对于逆变器安全、可靠运行至关重要。文献[13]分析了基于空间矢量脉宽调制SVM-PWM（space vector modulation-pulse width modulation）控制的逆变器的运行状态，包括125 种矢量组合，提出采用安全开关状态切换过程来限制开关器件应力；文献[14-15]采用载波层叠脉宽调制PD-PWM（phase disposition-pulse width mod-ulation），分析了各个开关状态组合下5L-ANPC 的电压应力情况，提出了一种保证安全电压应力的状态机切换模式，但需要严格控制功率管切换过程的多个过渡状态。

本文分析了5L-ANPC 逆变器的3 类造成电压应力过高问题：第1 类是由换流回路较长引起，第2类是由前级串联的半桥电路输出电压切换阶段的死区引发，第3 类是关机过程造成。在分析电压应力过高的机理基础上，探讨器件电压应力抑制方法。最后，在60 kW 的实验样机上进行了验证。

1 5L-ANPC 工作原理

5L-ANPC 逆变器电路由两个串联的半桥电路和飞跨电容三电平逆变电路组合构成，如图1 所示。输入电容Cdc1和Cdc2较大，近似认为输入电压Vdc被均分。串联的半桥电路包含开关S1、Sˉ1、S2、Sˉ2，一般工作在较低的开关频率，如输出基波频率。以中点O 点为参考，两个半桥电路的中点A、B 提供2种电位。当开关S1和S2导通时，VAO为Vdc/2，VBO为0；当开关和导通时，VAO为0，VBO为-Vdc/2；开关S1、、S2、，承受电压应力为Vdc/2。A、B 点提供3种电平：Vdc/2、0、-Vdc/2，与后级飞跨电容三电平逆变电路相连。飞跨电容三电平逆变电路由开关S3S4与飞跨电容Cfc构成。飞跨电容三电平逆变电路能够输出3 种电平：-Vdc/4、0、Vdc/4，与前级组合得到5 种电平输出。开关S3、、S4、承受电压应力为Vdc/4，因此一般采用较低耐压的器件，如图1 中，Sx与（x=1，2，3，4）表示互补导通的开关对。电路正常工作时共存在8 种开关状态，每种开关状态的组合与对应输出电压如表1 所示。

图1 5L-ANPC 逆变器电路Fig.1 Circuit of 5L-ANPC inverter

表1 开关状态Tab.1 Switching states

图2 给出了载波移相脉宽调制PS-PWM（phase-shifted pulse width modulation）方案的波形，其中Vref为调制信号，Cr1、Cr2为相移180°的载波信号，Vref与Cr1比较的输出状态用于控制开关S3、Vref与Cr2比较的输出状态用于控制开关S4、Sˉ4。当调制信号Vref＞0 时，S1、S2开通，互补开关器件Sˉ1、Sˉ2关断；当调制信号Vref＜0 时，S1、S2关断，互补开关器件Sˉ1、Sˉ2开通，它们以工频切换。各开关的状态（S1、S2、S3、S4）、逆变器输出电压Vout以及输出电流io见图2，可见，高压器件S1、S2按照工频动作，低压器件S3、S4按照开关频率动作。

图2 载波移相脉宽调制波形Fig.2 Carrier phase-shifted pulse width modulation waveforms

5L-ANPC 逆变器中存在低压器件S3和电压应力问题，重点分析电压应力问题产生的机理，并探讨抑制方法。

2 开关器件电压应力分析及抑制

2.1 开关S3 与 换流回路及电压应力抑制

在5L-ANPC 逆变器中，开关S3与的换流回路较长，存在较大寄生电感，在关断时可能造成较大电压应力。如图3 给出一种开关状态（S3关断换流）的等效电路，换流回路包含S1、S2、S3、Sˉ3以及直流侧电容Cdc1与飞跨电容Cfc，此外还存在多个由线路引线造成的寄生电感，当S3关断时将在S3两端产生较高电压应力。因此，在A、B 两点之间引入吸收电容Cw来缩短换流回路长度，并电容后S3关断换流回路如图4 所示。为了取得更好效果，Cw应尽可能靠近S3、引脚。由于在稳态时A、B 两点之间电压VAB维持为Vdc/2 不变，因此引入电容Cw并不会引起额外功率损耗。

图3 S3 关断换流回路Fig.3 Commutation loop of S3

图4 并电容后S3 关断换流回路Fig.4 Commutation loop of S3 with capacitor Cw

2.2 高压器件切换过电压分析及抑制

当调制信号Vref过0 时，高压器件动作，VAO、VBO电压发生切换，见图2。当高压器件动作时，为防止器件的直通，从S1、S2导通转移到导通之间及从导通转移到S1、S2导通之间均设计了一定的死区时间。而在该死区时间中，VAO和VBO电压没有同步切换，VAB电压达到Vdc，S3发生过电压。

如图5 所示为电压极性切换时刻附近的波形，其主要过程可以分为3 个阶段，对应的等效电路如图6 所示。

图5 电压极性反转阶段Fig.5 Reference voltage polarity reversal process

阶段1（t1-t2）：S1、S2导通阶段。开关S1、S2导通，VAB=Vdc/2。开关Sˉ3、Sˉ4处于导通状态，等效电路如图6（a）所示。以直流分裂母线中点O 为参考点，则A点的电位VA=Vdc/2，VA′=Vdc/4，此时的电压应力为Vce3=VA-VA′=Vdc/4，因此是安全的。

阶段2（t2-t3）：死区阶段。当调制信号Vref极性反转为负时，开关器件S1、S2关断，还没有开通，等效电路如图6（b）所示。仍保持导通，如果输出电流为正，那么输出电流将经过的反并联二极管，此时VA′迅速下降为-Vdc/2，而与A点相邻的3 个开关器件S1、、S3均未导通，A 点电位变得不确定，在最坏情况A 点电位接近于关断前的电位VA=Vdc/2、VAB=Vdc，此时S3的电压应力达到Vce3=VA-VA′=3Vdc/4，远高于S3的额定应力Vdc/4，因此造成开关S3过电压，损坏逆变器。

图6 极性反转时刻附近各阶段等效电路Fig.6 Equivalent circuit at each stage near the polarity reversal process

阶段3（t3-t4）：导通阶段。导通，VAB=Vdc/2。S3、S4开通的情况如图6（c）所示。该阶段器件应力均在额定值，因此是安全的。

类似地，当调制信号Vref极性从负反转为正时，在切换过程中存在死区时间，VAB电压突增到Vdc，开关Sˉ3将出现电压应力过高的情况。

文献[14-15]通过在电压极性反转阶段额外增加5 个开关阶段，逐个动作开关器件保证S3的电压应力安全。而本文思路是：在电压极性反转的死区时间里，将有电压应力风险的开关S3或处于导通状态，以避免过电压发生。仍以图2 的电压极性反转阶段为例，通过延时动作高压器件保证应力安全，对应阶段的波形如图7 所示，其中极性反转关键阶段的开关状态如图8 所示。

图7 电压极性反转阶段（抑制应力）Fig.7 Reference voltage polarity reversal process（suppressing voltage stress）

图8 极性反转关键阶段（抑制应力）Fig.8 Key stages in polarity reversal process（suppressing voltage stress）

阶段1（t1-t2）：S1、S2导通阶段。如图8（a）所示，S1、S2、导通，S3电压应力为Vdc/4。

阶段2（t2-t3）：低压开关全闭锁阶段。如图8（b）所示，高压开关S1、S2继续导通，关断，这样低压开关全闭锁。

阶段3（t3-t4）：预开通阶段。如图8（c）所示，开通S3、S4，由于从此阶段开始，在整个换向阶段中S3保持导通，S3电压应力恒定为0，没有应力风险。另外，的电压应力也不会超过Vdc/4。

阶段4（t4-t5）：死区时间。如图8（d）所示，关断S1、S2，此时电流流经中点，可知电压应力也不会超过其额定值。

阶段5（t5-t6）：导通阶段。如图8（e）所示，导通，VBO=-Vdc/2，完成电压切换。

在高压器件死区以前，将有应力风险的S3开通，其端电压被箝位为0，抑制过电压。类似地，当调制信号Vref由从负反转为正时，在串联的半桥电路开关动作死区之前，将导通，可以防止S3或的过压。

2.3 关机过电压及抑制

在传统的逆变器关机方案中，所有器件驱动同时封锁，A、B 点电压动态变化可能导致低压器件过电压。以图6（a）状态关机为例，此时若关机封锁所有开关管驱动，则与进入类似死区状态的图6（b）的开关状态，此时过电压。因此，全封锁驱动的关机方式存在电压应力问题。

本文采用高压管导通关机方案：保持一对高压器件即S1、S2或者持续导通，低压器件保持驱动封锁。此时，VAB=Vdc/2 被半母线电容电压箝位，由基尔霍夫定律可知Vce3+=VAB-VCFC=Vdc/4，S3与不会过电压。电网脱离前，逆变器随着电网电压极性变换切换对应的高压器件，若电网电压在正半周，则开通S1、S2；若电网电压处于负半周则开通

如图9 所示，以单相电路在电网电压正半周关机为例说明高压管导通关机方案。图9（a）中电网电压处于正半周，电感电流流入逆变器，由于直流母线电容电压Vdc/2 高于交流电压峰值，电感电压方向与电流方向相反，电感电流逐渐减小至0，在此期间，S3电压为0，电压为Vdc/4；图9（b）所示为电感电流流出逆变器情况，此时电感电压为电网电压，电压方向与电流方向相反，电流逐渐减小至0,在此期间，S3电压为Vdc/4，电压为0。关机过程中S3与电压应力安全且电感电流逐渐下降为0。负半周情况与此类似。

图9 高压管导通关机方案Fig.9 Shut-down scheme with high-voltage switch turning on

3 实验验证

为验证本文研究的5L-ANPC 逆变器电压应力问题及相应的抑制方案，研制了一台60 kW 的三相三线制5L-ANPC 逆变器实验样机，其具体电路参数如表2 所示。

表2 电路参数Tab.2 Circuit parameters

3.1 缩短换流回路

在A、B 两点之间引入吸收电容Cw来缩短换流回路长度，并联电容Cw抑制S3电压应力的实验数据如图10 所示。可见，在直流电压600 V 下，并联Cw（2 μF）后，S3电压应力在额定电流下从303 V 下降至245 V，降低了58 V，应力抑制效果显著。

图10 电压应力曲线Fig.10 Voltage stress curve

3.2 高压器件切换过电压抑制方案验证

如图11 所示为在直流电压600 V、交流电压110 V 条件下，传统PS-PWM 的5L-ANPC 逆变器相电压、相电流和S3、的电压应力波形。图11（b）和（c）为参考信号Vref极性反转时刻的具体波形，低压器件S3、电压应力最高突增到492 V，达到额定工作电压应力的3 倍左右，并持续1.9 μs，接近死区时长2.0 μs。采用本文提出的安全换向方案的波形如图12 所示，在具体的换向时刻可以看到，换向时电压应力突增的情况消失，逆变器正常运行。

图11 传统PS-PWM 的调制电压、电流波形Fig.11 Modulation voltage and current waveforms under the traditional PS-PWM

图12 优化后电压、电流波形Fig.12 Voltage and current waveforms after optimization

3.3 关机过电压抑制方案验证

图13 是采用传统驱动全封锁关机方式的波形，进入关机阶段后所有开关器件驱动同时封锁。从实验波形中可以看出，低压器件S3、的电压应力突增，具有较高电压应力，电压应力为408 V，接近于额定电压应力的2.7 倍。

图13 传统驱动全封锁关机波形Fig.13 Waveforms under the traditional shutdown scheme that turns off all drivers

图14 为采用关机过电压抑制方案的波形，可以看出，电压应力最高点为正常运行阶段的226 V，关机后S3、的电压应力安全，并且电感电流迅速衰减为0，正常关机。

图14 高压管长导通并网关机波形Fig.14 Waveforms in shutdown process with highvoltage switches turning on（grid-connected）

4 结语

本文分析了5L-ANPC 逆变器的低压器件和电压应力问题和抑制方法。通过增加电容Cw缩短S3、的换流回路，有效抑制了关断应力。针对高压器件动作死区造成低压器件电压应力问题，通过在开关死区之前将S3或预导通，可以防止S3或的过压。针对关机过程中出现的电压应力问题，通过导通与电源电压极性对应的高压管以防止S3或的过压。以上S3或电压应力抑制方法在60 kW的三相5L-ANPC 逆变器实验样机得到验证。