一种交错级联多模式变频宽输出LLC变换器

何圣仲，代东雷，何晓琼，徐英雷，吴斌

(西南交通大学 电气工程学院，成都 611756)

0 引 言

近年来，随着环境污染和化石能源枯竭问题日益严重，开关变换器在新能源领域的应用越来越受到相关研究人员的重视。新能源电动汽车充电系统需要开关电源有较宽的输出电压范围[1]。LLC谐振变换器是一种三元件谐振电路拓扑，结构简单，可以实现原边开关管零电压开通(zero voltage switching, ZVS)和副边二极管零电流关断(zero current switching, ZCS)，具有高效率和高功率密度的特点，适合应用于电动汽车充电等场合[2-3]。然而，传统LLC变换器受其开关频率范围的限制，难以实现宽输出电压范围[4]。

为了扩大LLC变换器的输出电压范围，研究人员给出了各种各样的解决方案。一种方案是通过变频调制和电路模式切换来实现宽输出电压范围[5-11]。文献[5-6]通过控制双向开关的导通与关断，使电路工作于不同的模式，获得了宽输出电压范围，但谐振腔或变压器结构较为复杂。文献[7]配置逆变网络为半桥模式和全桥模式，结合副边整流器的模式切换，使得电路具有多种模式。但全桥和半桥之间的切换会导致磁性元件伏秒不平衡，文献[8]解决了这一问题。文献[9]将副边无源整流器改进为半有源整流器，半有源整流器结构的改变决定了电路工作模式的改变。但是其工作模式只有两种，开关频率范围仍相对较大。文献[10-11]通过将原边逆变网络配置为不同的结构使电路工作在不同的模式，但会导致逆变网络较为复杂。另一种方案通过改变开关管的占空比或是移相控制来得到宽输出电压范围[12-16]。文献[12-13]提出采用定频变占空比控制的改进型LLC变换器。相比传统的LLC电路，该变换器有利于缩小磁性元件的尺寸，并且电压增益范围与负载无关。但是副边整流结构的不对称导致谐振电流等不对称，原边开关管承受较大的关断电流，相应的开关损耗会增加。文献[14]采用交错并联技术对文献[12]进行改进，谐振电流变得对称。此外，将变频和移相等结合起来也是一种实现宽输出范围的方案[17-18]。此种方案虽然相较前两种方案可以得到更宽的输出电压范围，但拓扑结构或控制策略上一般也更为复杂。

基于现有研究，论文提出了一种基于交错级联结构的多模式变频宽输出LLC变换器(interleaved cascaded multi-mode variable frequency，ICMMVF-LLC)。该变换器原边为双半桥交错结构，副边整流器为上下级联结构，通过控制原边交错模式和副边开关管的导通与截止，具有4种不同的电路模式，其增益比为0.5∶1∶1.5∶2。电路模式切换结合变频控制，可以在较窄频带内实现宽范围的输出电压。ICMMVF-LLC变换器分别实现了原边开关管的ZVS开通和副边二极管的ZCS关断，具有较好的软开关性能。

首先介绍ICMMVF-LLC变换器的拓扑结构，然后分析其工作原理，并对电压增益、参数设计和模式切换等电路特性进行分析，最后在理论和仿真分析的基础上制作实验样机，实验结果验证理论分析的正确性。

1 拓扑结构

ICMMVF-LLC变换器如图1所示。

图1 ICMMVF-LLC变换器Fig.1 ICMMVF-LLC converter

原边逆变网络为双半桥交错结构，副边整流网络为上下级联结构，S5为背靠背NMOS构成的双向开关。如果双半桥的工作情况不同且S5处于不同开关状态时，变换器将处于不同的工作模式。全部的电路模式如表1所示。当上半桥(S1和S2)工作、下半桥(S3和S4)不工作且S5截止时，副边电路工作于传统桥式整流器模式，此时电压增益(nVo/Vin，n1=n2=n)为0.5，记为V1模式；当上半桥工作、下半桥不工作且S5导通时，副边电路工作于传统二倍压整流器模式，此时电压增益为1，记为V2模式；当上、下半桥都工作且S5截止时，电压增益为1.5，记为V3模式；当上、下半桥都工作且S5导通时，电压增益为2，记为V4模式。通过控制交错半桥的工作情况和S5的导通与截止，可以控制电路工作于不同的模式，结合变频控制，变换器可以得到较宽范围的输出电压。

表1 4种电路模式

2 工作原理

为了简化ICMMVF-LLC变换器的分析，作如下假设：Lr1=Lr2=Lr、Cr1=Cr2=Cr、Lm1=Lm2=Lm、n1=n2=n、Co1=Co2=Co3=Co4=Co，其他寄生参数均相同。

通过控制交错半桥的工作情况和S5的导通与截止，电路可以工作在不同的增益模式，等效电路分别如图2(a)、图2(b)、图2(c)和图2(d)所示。

由于V1模式和V2模式等效为传统的桥式整流电路和二倍压整流电路，V3模式和V4模式工作情况类似，且V4模式上下两级结构工作情况完全对称，因此只对V3模式的工作原理进行分析。

对于图2(c)所示V3模式电路，一个开关周期内的工作波形如图3所示，此时原边上下半桥均工作，副边双向开关S5截止，上半桥对应的整流电路等效于桥式整流电路，下半桥对应的整流电路等效于二倍压整流电路，通过变频调制实现输出电压的调节。一个工作周期可分为12个模态，由于工作模态具有对称性，所以只分析前半周期的工作情况。各模态电路如图4所示。

图2 不同模式的电路结构Fig.2 Circuit structure of different modes

图3 V3模式的工作波形Fig.3 Working waveforms of V3 mode

模态Ⅰ[t0～t1)：如图4(a)所示，从t0时刻开始，电路进入死区，谐振电流iLr1和iLr2分别给S1和S4的寄生电容放电，放电结束后S1,4的体二极管导通。此时上级副边整流电路等效于桥式整流电路，下级副边整流电路等效于二倍压整流电路。在t1时刻，给S1,4提供门极信号，S1,4实现ZVS开通，模态Ⅰ结束。

模态Ⅱ[t1～t2)：如图4(b)所示，S1,4开通后，谐振电流iLr1和iLr2流过S1,4的反向导电通道。副边电路工作情况不变。在t2时刻，谐振电流iLr2换向，模态Ⅱ结束。

图4 V3模式的电路模态Fig.4 Circuit stages of V3 mode

模态Ⅲ[t2～t3)：如图4(b)所示，谐振电流iLr2换向后，iLr2流过S4的正向导电通道，副边电路工作情况不发生变化。在t3时刻，谐振电流iLr1换向，模态Ⅲ结束。

模态Ⅳ[t3～t4)：如图4(b)所示，谐振电流iLr1换向后，iLr1流过S1的正向导电通道，副边电路工作情况不发生变化。在t4时刻，副边电流iS2变为零，模态Ⅳ结束。

模态Ⅴ[t4～t5)：如图4(c)所示，由于副边电流iS2变为零，励磁电感Lm2开始参与谐振，相应的副边电路断开。在t5时刻，副边电流iS1变为零，模态Ⅴ结束。

模态Ⅵ[t5～t6)：如图4(d)所示，由于副边电流iS1变为零，励磁电感Lm1开始参与谐振，相应的副边电路断开。在t6时刻，电路进入死区，模态Ⅵ结束。

3 特性分析

3.1 电压增益

分析LLC变换器的电压增益是设计电路参数的前提。基波近似法(fundamental harmonic appro-ximation，FHA)是分析LLC变换器电压增益的一种有效方法。FHA将LLC变换器的电压和电流波形视为正弦波，忽略其高次谐波，以基波分量表示对应的电压和电流，大大简化了LLC变换器的分析过程。本文通过FHA来分析电路电压增益。

从工作原理分析可知，输出电压可以看作两个变换器的输出之和。变换器1由上半桥和对应的副边电路组成，变换器2由下半桥和对应的副边电路组成。相应的FHA等效电路如图5所示。因此，只需要分别对两个变换器求电压增益，相加即可得到整个电路的增益。

图5 FHA等效电路Fig.5 FHA equivalent circuit

Vp1、Vp2和Ip1、Ip2分别为变换器1和变换器2的变压器原边电压和电流基波有效值，Vab1、Vab2为逆变网络输出电压基波有效值，Rac1、Rac2为副边电阻等效到原边的交流等效电阻。

当电路工作于V1模式时，变压器原边电压在正负半周分别为nVo和-nVo，电流为正弦波形且有效值为输出电流Io，则

(1)

(2)

由式(1)和式(2)可得

(3)

逆变网络输出电压在正负半周分别为Vin和0，则

(4)

根据式(1)～式(4)可得直流增益为

(5)

同理可得各个电路模式的FHA等效电路参数如表2所示。

表2 FHA等效电路参数

V2、V3和V4模式对应的直流增益分别如下：

(6)

(7)

(8)

3.2 参数设计

根据电动汽车充电的工作特点[11]，电路主要参数为：输入电压400 V；输出电压范围100～420 V；预充电阶段输出电流1.05 A；恒流充电阶段输出电流2.62 A；谐振频率fr=100 kHz。一些关键工作点如表3所示。

表3 关键工作点

具体的参数设计过程如下：

1)根据模式V1谐振点处的输出电压Vo1,r，变压器匝比为n=0.5Vin/Vo1,r。

2)选取合适的k和Q1(或Q2)，使得增益曲线满足最大增益要求。需要指出的是，当电路具有多种模式时，需要各个模式均满足增益要求。在多种电路模式中，会有一种电路模式对增益要求更为严格，可以根据这一模式来进行参数设计。选取V2模式，k=4.5，Q1=0.377。

3)计算特征阻抗Zr。

其中Vomax和Iomax为V2模式的最大电压和最大电流。

4)计算谐振参数。

当LLC变换器工作于感性区域时，ZVS软开关是易于实现的。感性区域失去软开关时有两种情况[19]：

1)k值过大。此时fr与fm(三元件谐振频率)相差过大，导致在死区时间内电流变化很快，出现在死区时间内电流过零的情况。选取合适的k值，可以避免这种情况。

2)谐振电流过小。此时谐振电流的值不足以满足在死区时间内给寄生电容完成充放电的要求，在栅极信号到来时，漏源极电压仍未降到零。适当减小励磁电感的值，可以避免这种情况。

根据上述参数设计过程，选择表4所示实验参数，结合式(5)～式(8)，可得到如图6所示的电压增益曲线。可以看出，参数设计过程很好地实现了宽输出电压增益的要求。

图6 电压增益曲线Fig.6 Voltage gain curves

3.3 模式切换

由于电路存在多种工作模式，所以需要对不同模式间的切换过程进行设计。参考文献[20]提出的切换方法，使开关频率fs逐渐过渡到切换后的目标频率，并能保持输出电压的稳定。

在模式切换过程中，原边开关先被关闭一段短时间，以确保在新的开关周期开始之前谐振电流归零。然后，开关频率将从原来的低频跳到高于谐振频率的位置，以避免浪涌电流的产生，最后使开关频率渐变为稳态谐振频率。某个开关频率的作用时间由电压采样值和电压阈值比较决定。

上述切换方法在保证电压波动较小的同时实现了不同模式间的切换，即实现了不同电路模式间的平滑切换。

3.4 PFM+PWM混合控制

如图7所示，折线表示PFM控制，竖实线表示PWM控制。如果控制双向开关S5的占空比变化，在100～200 V和300～400 V的输出范围内可以采用PWM控制，即整个电路采用PFM+PWM混合控制。采用混合控制的好处是，开关频率范围可以进一步减小，这有利于磁性元件和EMC设计。

图7 PFM+PWM混合控制Fig.7 PFM+PWM hybrid control

3.5 非对称谐振参数

上述分析均令变换器1和变换器2的谐振参数完全对称(相等)。如果变换器1和变换器2为非对称(不相等)谐振参数时，电路会有更多的模式。

非对称谐振参数电路如图8所示。

图8 非对称谐振参数电路Fig.8 Asymmetric resonant parameter circuit

当n1和n2满足2n2>n1>n2时，则如表4所示，非对称结构有8种不同的电路模式，且V1模式到V8模式的电压增益2Vo/Vin依次增大。其中，BR表示整流器工作在桥式整流器模式，VD表示整流器工作在倍压整流器模式。

表4 非对称谐振参数电压增益

4 实验结果

电路参数如表5所示，图9为实验样机。Cin为输入滤波电容，上方虚线框部分为变换器1对应电路，下方虚线框部分为变换器2对应电路。

表5 实验参数

图9 实验样机Fig.9 Experimental prototype

图10为模式V1的稳态波形。输出电压200 V，输出电流1.05 A。可以看出，实验很好地实现了开关管的ZVS和二极管的ZCS，电路工作情况和理论分析一致。此时开关频率最小，fs=57.5 kHz。

图10 V1模式稳态波形：200 V，1.05 AFig.10 Steady state waveform of V1 mode:200 V,1.05 A

图11～图13分别为模式V2、模式V3和模式V4的稳态波形。输出电压分别为300、400和420 V，输出电流均为2.62 A。同样地，实验很好地实现了开关管的ZVS和二极管的ZCS。通过对比各模式间的稳态波形，电路工作情况和理论分析一致，具有多个不同的电路模式，结合变频控制，实现了宽输出电压范围。

图11 V2模式稳态波形：300 V，2.62 AFig.11 Steady state waveform of V2 mode:300 V,2.62 A

图12 V3模式稳态波形：400 V，2.62 AFig.12 Steady state waveform of V3 mode:400 V,2.62 A

图13 V4模式稳态波形：420 V，2.62 AFig.13 Steady state waveform of V4 mode:420 V,2.62 A

从V1模式到V2模式、从V2模式到V3模式的切换过程如图14所示。在切换过程中，由于开关频率是逐渐变化的，所以电路实现了平滑切换。实验波形显示，在模式切换过程中，输出电压基本没有出现波动。从V3模式到V4模式的切换过程和从V1模式到V2模式类似，不再赘述。

图14 模式切换波形Fig.14 Mode transition waveforms

图15为V3模式的负载动态响应波形。从波形可以看出，在负载变化时，PID控制器可以使电路电压保持稳定。

图15 V3模式的负载动态响应Fig.15 Load dynamic response of V3 mode

图16给出了充电过程中恒流和恒压阶段的效率曲线，峰值效率95.74%，这说明ICMMVF-LLC变换器在实现宽输出电压范围的同时能够保持较高的效率。

图16 效率曲线Fig.16 Curves of efficiency

5 结 论

论文提出了一种基于交错级联结构的多模式变频宽输出LLC变换器，应用于电动汽车充电。通过配置原边双半桥的工作方式和控制副边双向开关的通断，电路有四种不同的工作模式，结合变频控制，ICMMVF-LLC变换器在较窄的频率范围内可以实现较宽的输出电压范围。详细的理论分析和实验结果证明，ICMMVF-LLC变换器在实现宽输出电压范围的同时能够保持较高的效率，性能良好。