新颖的高效级联型多电平逆变器

曾汉超，彭民，张达敏，张强，陈道炼

(1.厦门理工学院 电气工程与自动化学院，福建 厦门 361024；2.国网浙江台州供电公司，浙江 台州 318000；3.青岛大学 电气工程学院，山东 青岛 266071)

0 引 言

随着光伏、风力等分布式新能源的大力开发和利用，新能源发电系统对作为中间能量变换单元的逆变器及其性能提出了越来越高的要求。多电平逆变器具有输出电平数多，谐波含量少、电磁干扰小及输出波形质量高等优点，在新能源变换领域具有广阔的应用前景[1-3]。

根据电路结构的不同，多电平逆变器一般可分为二极管钳位型、飞跨电容型和级联型三类[4-6]。其中，二极管钳位型和飞跨电容型随着输出电平数的增多使得电路中含有较多的钳位二极管或飞跨电容，存在电路拓扑和控制策略复杂的缺点，限制了其应用；级联型由于没有复杂的电容电压控制策略，且电路结构简单，更适用于需要高性能输出的新能源变换场合。

现有的级联型多电平逆变器按输入源数目可分为多输入源级联型和单输入源级联型两类[7-15]。多输入源级联型通过增加输入源的数量来实现输出电平数的叠加，其功率开关少、输出谐波含量低，但不易向更多电平数扩展且过多的输入源限制了其应用场合；单输入源级联型只需单个输入源，其借助储能电容电压来实现输出电平的组合。文献[8]提出了一种将三电平“T”型结构半桥和一个两电平全桥组合而成的混合级联七电平逆变器，其结构简单、功率器件电压应力低，但需复杂的电容电压控制策略；文献[9-10]提出的九电平逆变器能够实现电容电压自均衡且电路元器件较少，但不易向更多输出电平数扩展；文献[11]论述的基于投切电容的九电平逆变器中，每个投切电容单元均需由4个二极管和一个双向功率开关管组成的选择通路来实现输出电平的切换，使得电路拓扑结构复杂；文献[12-13]的基于开关电容的模块化多电平逆变器电路拓扑简单，无需复杂的电容电压控制策略，但这类基于H型逆变桥的多电平逆变器变换效率较低；文献[14]论述的基于开关电容的改进型多电平逆变器的导通损耗较低，未给出变换效率；文献[15]提出的一种无需H型逆变桥的多电平逆变器解决了功率开关电压应力过高的问题，降低了开关损耗，但所需的功率开关数量较多。

为了克服多输入源级联型多电平逆变器的输出电平数不易扩展和基于开关电容的多电平逆变器效率不高的缺陷，本文提出一种新颖的高效级联型多电平逆变器，深入研究其电路拓扑、控制策略、稳态原理特性和储能电容的参数设计等关键技术，给出样机设计实例和实验结果，来证实所提出电路拓扑和控制策略的可行性与有效性。

1 电路拓扑与控制策略

1.1 电路拓扑

新颖的高效级联型多电平逆变器电路拓扑，如图1所示。该电路拓扑是由n个开关电容单元组成的开关电容网络、“T”型逆变桥和输出滤波器级联构成；开关电容单元越多，所能提供的电平数越多。每个开关电容单元是由功率开关STi、储能电容Ci和母线二极管D1i以及非母线二极管D2i组成，i=1，2，…，n。其中，靠近逆变桥侧的非母线二极管是由D2n和D2n′组成；“T”型逆变桥是由功率开关S1、S3、S5和S2、S4、S6构成的两个“T”型桥臂组合而成。

图1 新颖的高效级联型多电平逆变器电路拓扑Fig.1 Circuit topology of the novel high-efficiency cascaded multilevel inverter

逆变器的输入电压Ui经过n个开关电容单元后，在半个工频周期内组合成含有n+1个电平的母线电压upn，upn经过“T”型逆变桥调制成高频SPWM波，最后经输出LC滤波器得到输出电压uo。

1.2 控制策略

以n=2为例(下同)，对所提出多电平逆变器的控制策略进行分析。该逆变器采用带输入电压前馈的输出电压瞬时值反馈单载波SPWM控制策略，如图2所示。其中，通过控制开关电容网络中STi(i=1、2，下同)来实现母线电压的抬升，通过控制逆变桥调制度M实现输出电压的稳定。

图2 带输入电压前馈的输出电压瞬时值反馈单载波SPWM控制策略Fig.2 Instantaneous value of output voltage feedback single-carrier SPWM control strategy with input voltage feedforward

通过将输入电压Ui和基准正弦信号uoref进行比较，判断母线电压能否满足逆变要求，从而得到开关电容网络的动作信号ugeSTi来控制母线电压upn的抬升；输出电压采样信号uo和基准正弦信号uoref比较，经过PI调节器，得到输出电压反馈信号uej(j=1、2、3，下同)，其和输入电压前馈量ufj之和生成调制信号usj，再与三角载波信号uc进行比较，得到S1、S2的驱动信号ugeS1、ugeS2。S4、S3分别在逆变器输出电压的正、负半周工作，其和开关电容网络中的ST1驱动信号组合成“T”型桥臂中S5、S6的驱动信号uges5、uges6。

与传统的载波层叠SPWM控制[16]相比，所提出的带输入电压前馈的输出电压瞬时值反馈单载波SPWM控制策略具有控制方法简单，占用控制芯片的资源及内存少等优点。采用消除特定次数谐波法的逆变器[17]开关动作次数少，但控制算法复杂，动态响应较差，且当逆变器输出电平数较少时输出波形THD较大。

2 稳态原理特性

2.1 低频工作状态

为了简化分析，作如下假设：1)电路中功率器件均为理想器件；2)开关电容网络中储能电容容值很大，电容上没有电压纹波；3)忽略电路中的寄生参数。所提出的逆变器在一个低频输出周期中存在6种工作状态。以输出电压正半周为例，不同工作状态对应的等效电路，如图3所示。

工作状态2：[t1uo>Ui。功率开关管ST1导通，储能电容C1、C2通过二极管D12、D21并联，并和输入源串联将母线电压upn抬升为2Ui。母线二极管D11承受反向电压，处于截止状态。S4、S5导通，S1处于SPWM斩波状态，逆变器输出电压uab实现在Ui和2Ui之间切换。

工作状态3：[t2uo>2Ui。功率开关管ST1、ST2导通，储能电容C1、C2和输入源通过功率开关管ST1、ST2串联将母线电压upn抬升为3Ui。二极管D11、D12和D21承受反向电压，处于截止状态。S4、S5导通，S1处于SPWM斩波状态，逆变器输出电压uab实现在2Ui和3Ui之间切换。

图3 所提出的逆变器在输出电压正半周时不同工作状态对应的等效电路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed inverter in different working states

所提出逆变器在输出电压负半周的工作状态与正半周类似，这里不再展开。

2.2 电容电压自均衡分析

由逆变器的低频工作状态可知，在输出电压正半周，当逆变器工作在工作状态1时，其输出电压uab在0和Ui之间切换，输入电压Ui对储能电容C1、C2并联充电；当逆变器工作在工作状态2时，uab在Ui和2Ui之间切换，储能电容C1、C2并联后与输入电压Ui串联放电；当逆变器工作在工作状态3时，uab在2Ui和3Ui之间切换，储能电容C1、C2与输入电压Ui串联放电。在输出电压负半周，uab在0和-Ui之间切换时，C1、C2并联充电；uab在-Ui和-2Ui之间切换时，C1、C2并联放电；uab在-2Ui和-3Ui之间切换时，C1、C2串联放电。由以上分析可知，无论是在输出电压的正半周或负半周，储能电容C1和C2的充、放电状态始终相同，从而实现了两只电容电压的自均衡。

2.3 外特性

所提出的逆变器在一个高频开关周期Ts内存在3种工作模态，其等效电路如图4所示。其中：r为逆变器的内阻；k为母线电压的第k个电平(k=1，2，…，n+1)。记模态1、2、3工作时间分别为don(k)Ts、doff(k)Ts和[1-don(k)-doff(k)]Ts。

图4 所提出的逆变器在一个高频开关周期内的工作模态等效电路Fig.4 Equivalent circuits of the proposed inverter under different modes during one switching period

图4(a)为滤波电感Lf处于模态1充磁阶段。电感电流iLf逐渐增加，滤波电感电流变化量为

(1)

图4(b)为滤波电感Lf处于模态2去磁阶段。电感电流iLf逐渐减小，滤波电感电流变化量为

(2)

图4(c)为滤波电感Lf处于模态3断流阶段。电感电流iLf恒为0，负载由输出滤波电容供电。

当所提出逆变器工作在电流连续模式(continuous conduction mode，CCM)时，电路工作在模态1、模态2。此时

don(k)+doff(k)=1。

(3)

结合式(1)、式(2)、式(3)，由状态空间平均法可得实际和理想两种情形下的稳态特性分别为：

uo=[k-1+don(k)]Ui-riLf,

(4)

uo=[k-1+don(k)]Ui。

(5)

由于一个高频开关周期内滤波电容上的电流平均值近似为零，故可认为滤波电感电流即为输出电流，则

(6)

其中ΔiLf为电感电流的变化量。

由式(1)、式(6)可知，当don(k)+doff(k)=1，即临界状态时，输出电流为

(7)

其最大值为

(8)

由式(7)、式(8)可知，理想情形且临界连续时逆变器的外特性为

Io=4IGmaxdon(k)[1-don(k)]。

(9)

当所提出逆变器工作在电流断续模式(discontinuous conduction mode，DCM)时，一个高频开关周期下电路工作在以上3种工作模态。此时

don(k)+doff(k)<1。

(10)

由式(1)、式(2)可知

(11)

由式(1)、式(6)、式(11)可知

(12)

当r=0，即理想情形下DCM模式时所提出逆变器的外特性为

(13)

由以上分析可得所提出逆变器的外特性曲线，如图5所示。

图5 所提出逆变器的外特性曲线Fig.5 Output characteristics of the proposed inverter

图5(a)为所提出逆变器在CCM模式下输出电压为七电平时的外特性曲线，即当输入电压Ui为(1/3～1/2)倍的输出电压幅值时，逆变器在第k个母线电平下占空比的变化。图5(b)中给出了多电平逆变器在不同工作模式下的外特性曲线。曲线A为滤波电感电流临界连续时的外特性曲线，由式(9)决定；曲线A右侧为电感电流连续时的外特性曲线，其中实线和虚线分别为理想情形和考虑内阻时的曲线，由式(5)和式(4)决定，可见输出电压随负载增加而下降；曲线A左侧为理想情况下电感电流断续时的外特性曲线，由式(13)决定。

3 开关损耗与储能电容参数设计

3.1 开关损耗

由2.1节逆变器的低频工作原理分析可知，开关电容网络中的功率开关STi频率为两倍的逆变器的输出频率，且开关管STi所承受的电压应力为输入电压Ui；“T”型逆变桥中的开关管S3、S4两端的电压应力为n+1倍的输入电压，工作频率等于逆变器的输出频率；开关管S5、S6承受n倍的输入电压应力，其工作频率等于三倍逆变器的输出频率；虽然开关管S1、S2分别在逆变器的正负半个低频周期中处SPWM斩波状态，但其电压应力为Ui。可见，所提出逆变器工作在高频状态的功率开关两端电压应力较低，而承受较高电压应力的功率开关工作在低频状态。因此，与现有采用层叠SPWM控制策略的多电平逆变器相比，所提出逆变器的开关损耗明显降低。

3.2 储能电容参数设计

储能电容Ci选择对系统的体积和成本有着重要的影响。由逆变器的工作原理可知，储能电容的最大连续放电时间为t1～t4。当t1

(14)

其中：

式中：Uo为输出电压的有效值；fo为输出电压的频率。

则储能电容的容值应满足

(15)

其中α为储能电容纹波系数。

4 实验验证

为了验证所提出的电路拓扑和控制策略的可行性和有效性，搭建了500VA 115VDC/220V 50Hz级联型七电平逆变器样机。主要电路参数与功率器件选型如表1所示。

表1 主要电路参数与功率器件选型

所提出的多电平逆变器在额定阻性负载时的稳态原理波形，如图6所示。由图6可知：1)开关管S1、S2分别在正负半个输出周期中工作在SPWM状态，且此时两端电压应力为Ui，如图6(a)所示；2)开关管S3、S4工作在低频状态，且两端电压应力为3Ui，如图6(b)所示；3)开关管S5、S6工作在低频状态，且两端电压应力为2Ui，如图6(c)所示；4)开关管ST1、ST2工作在低频状态，且两端电压应力为Ui，如图6(d)所示；5)输入源Ui和储能电容电压Uc1、Uc2均为115 V，可见储能电容电压具有自平衡的能力，如图6(e)所示；6)母线电压upn成“凸”字型，输出电压uab为七电平，如图6(f)所示。

图6 所提出的逆变器在额定阻性负载时的稳态原理波形Fig.6 Steady-state principle waveforms ofthe proposed inverter under rated resistive load

所提出的多电平逆变器在Ui=115 V时的变换效率曲线如图7所示。由图7可知，逆变器的变换效率随着负载功率的增加而逐渐降低，在负载功率为100 W时的变换效率最高，为96.89%。逆变器的损耗主要由功率器件的开关损耗和导通损耗组成。随着负载功率的增加，功率器件的开关损耗所占比重基本不变，导通损耗因与其电流有效值的平方成正比，所占比重逐渐增大，逆变器的变换效率逐渐降低，在500 W时的变换效率为95.67%。

图7 所提出的逆变器在Ui=115 V时的变换效率曲线Fig.7 Conversion efficiency of the proposed inverter at Ui=115 V

将所提出的多电平逆变器与文献[12-13，15]论述的基于开关电容的级联型多电平逆变器进行比较，如表2所示。由表2可知，当电路中含有n个开关电容单元时，所提出的逆变器和文献[12-13,15]均输出2n+3个电平，储能电容的容量也相同；文献[13,15]所需的功率开关管数量较多，对应的辅助电路较多，系统硬件电路较复杂，而文献[12]和所提逆变器无此顾虑；文献[15]的功率开关电压应力最低，其是通过增加开关管的数量实现；文献[12]中89.2%的效率是在输入电压Ui=36 V，输出电压Uo=110 V/400 Hz，输出功率Po=250 W时测得；文献[13]中84.9%的效率是在输入电压Ui=8 V，输出电压Uo=16 V/1 kHz，输出功率Po=5 W时测得；文献[15]中88.93%的效率是在输入电压Ui=48 V，输出电压Uo=125 V/50 Hz，输出功率Po=62.5 W时测得；本文中95.67%的效率是在输入电压Ui=115 V，输出电压Uo=220 V/50 Hz，输出功率Po=500 W时测得，在Po=100 W时的变换效率达96.89%。可见，提出的多电平逆变器具有更高的变换效率。考虑工作条件不同产生的影响，所提逆变器的变换效率与文献[12-13,15]仍具有可比性。

表2 所提出的多电平逆变器与其他基于开关电容的级联型多电平逆变器比较

5 结 论

1)新颖的高效级联型多电平逆变器电路拓扑，是由n个开关电容单元组成的开关电容网络、“T”型逆变桥和输出滤波器级联构成；“T”型逆变桥是由两个“T”型桥臂组合而成。

2) 带输入电压前馈的输出电压瞬时值反馈单载波SPWM控制策略，是通过控制开关电容网络中的STi和逆变桥调制度来分别实现母线电压的抬升和输出电压的稳定。

3)该逆变器在一个低频输出周期存在6种工作状态；推导出了CCM模式下七电平时的外特性曲线和不同模式下多电平时的外特性曲线，给出了储能电容的参数设计准则。

4)设计并研制的样机实验结果表明所提出的逆变器开关损耗小、变换效率高、输出电平数易于扩展，证实了其电路拓扑和控制策略的可行性与有效性。