有源耦合电感倍压的高电压增益变换器

李洪珠，魏 昕，刘飞扬，张 超，刘 艳

（1.辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105；2.国网辽宁省电力有限公司阜新供电公司，阜新 123000；3.国网辽宁省电力有限公司本溪供电公司，本溪 117000）

自21世纪以来，绿色能源，包括光伏电池和燃料电池的发展和应用，已经成为保护化石燃料短缺和世界环境的最有效手段之一。电力系统的输配电方式也由交流输电向高压直流输电趋势发展[1-3]。对于前级光伏、燃料电池的核心组件来说，由于其输出电压较低（18～56 V），不能进行直接并网或供给直流负载，所以在系统前端，需要一级DC-DC变换器将较低的前级电压首先提升到200～400 V甚至更高，以适配后级不同场合的应用，故高增益、高效率的DC-DC变换器是新能源利用领域中重要的一环[4-5]。

为了提升变换器电压增益，文献[6-8]用开关电感倍压单元替代储能电感因此得到了几种新型高增益变换器，但是其开关管电压应力较高。文献[9]提出有源开关电感结构，解决了传统开关电感变换器电压应力较高的缺点，但是其电压增益较低无法满足高增益应用场景的需要。变换器中应用开关电容结构可以使其电压增益得到显著提升[10-11]，文献[12]对基于开关电容的变换器进行了总结，在前级应用开关电容结构时，具有较高的电流冲击；应用于后级时，需要多级叠加才能大幅提高变换器电压增益，但这样做必须使用较多的二极管，降低了变换器的效率、增加了变换器的成本。应用耦合电感结构提高变换器电压增益是目前研究的热点之一[13-14]，在基本Boost变换器加入耦合电感[15]，通过调节耦合电感匝数比可以大幅提高变换器电压增益，但当匝数比较大时耦合电感漏感较大，这样就使得变换器的电气性能受到影响，造成变换器开关管电压尖峰较大且原边电流较大已造成耦合电感磁芯饱和等问题。文献[16]提出了一类新型耦合电感电容倍压单元，通过在耦合电感副边加入倍压电容实现电压增益的提升，并提出了箝位结构吸收了漏感能量减小开关管的电压应力。

通过对文献的研究，提出了一种有源耦合电感倍压的高电压增益变换器，新型变换器在有源开关电感的结构基础上，引入耦合电感倍压单元并加入了DC（二极管电容）吸收回路；降低漏感对电压增益和开关管电压应力影响。文章对新型变换器的拓扑结构及工作方式进行了详细的分析，并给出了变换器主要性能的表达式。理论分析表明变换器的增益与开关占空比D和耦合电感匝数比n有关；新型变换器开关器件具有更小的电压应力；通过DC回路吸收了漏感能量，实现了二极管的零电流关断提高了变换器的效率。最后搭建了一个200 W的实验样机，验证了理论分析的正确性。

1 变换器电路推导及基本工作原理

1.1 变换器电路推导

新型变换器拓扑结构如图1所示，图中：Vin为输入电压，V0为输出电压；两个耦合电感和对应的DC吸收回路构成新的拓扑，通过改变两个耦合电感的匝数比可以有效提高变换器的电压增益。同时将两个耦合电感原边组成有源开关电感结构使得两个耦合电感实现并联储能串联放电，进一步提升了变换器的电压增益并且使开关器件的电压应力得到显著降低。

图1 有源耦合电感倍压的高电压增益变换器Fig.1 High-voltage gain converter with active coupled inductor voltage doubler

1.2 变换器的基本工作原理

图2 有源耦合电感倍压的高电压增益变换器等效电路Fig.2 Equivalent circuit of high-voltage gain converter with active coupled inductor voltage doubler

图3 工作波形Fig.3 Working waveforms

图4 变换器各工作模态的等效电路Fig.4 Equivalent circuit of the converter in each operating mode

（5）模态Ⅴ [t4～t5]。在 [t4～t5]期间，主开关管 S1和S2保持关断状态，二极管D1、D2、D3，和D5截止，D4和D6导通，电流的流通路径如图4（e）所示，因为此时耦合电感原边电感存储的能量已经释放完毕。因此，此阶段输入电源，箝位电容C1和C2，耦合电感副边同时给输出电容和负载提供能量。当主开关管S1和S2导通时，模态Ⅴ结束，下一周期开始。

2 工作特性

2.1 变换器电压增益

为了便于稳态分析，忽略较短的过渡模态Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ，只考虑模态Ⅱ和模态Ⅳ。

根据耦合电感的励磁电感Lm的伏秒平衡原理，得到的积分方程为

结合式（1）、（5）、（8）得到电容 C1和 C2的电压表达式为

结合式（6）、（9）得到电容 C3和 C4的电压表达式为

将式（9）和（10）带入式（6）得到变换器的电压增益表达式为

当k=1时，变换器的电压增益为

根据式（11）可知，变换器的实际增益与耦合电感匝数比n和耦合系数k有关，在实际应用中，耦合电感参数对变换器的性能具有一定的影响。图5为变换器电压增益与耦合电感匝数比n和耦合系数k的关系曲线。由图5可知，耦合电感匝数比n越大，变换器的电压增益显著提升；匝数比相同的情况下随着耦合度的减小电压增益减小，故在实际应用中，耦合电感耦合度越高越好。

图5 变换器电压增益与耦合系数k和匝数比n之间的关系曲线Fig.5 Curve of relationship among the converter’s voltage gain，coupling coefficient k，and turns ratio n

2.2 变换器器件电压应力

为了简化分析，令耦合系数k=1，忽略漏感对变换器的影响。

开关管S1和S2的电压应力为

二极管D1和D2的电压应力为

二极管D3和D5的电压应力为

二极管D4和D6的电压应力为

图6 开关管、二极管电压应力与匝数比n和占空比D之间的关系Fig.6 Relationship among the voltage stress in switch tubes and diodes，turns ratio n，and duty cycle D

根据2.1节分析可知，电容C1、C2、C3、C4的电压应力为

输出电容C5的电压应力为

电容C1、C2、C3、C4两端电压应力与输出电压之比Vvps/Vo与耦合电感匝数比n和占空比D之间的三维曲面图如图7所示，根据图7可知，所有电容的电压应力在不同占空比D、不同匝数比n下均小于输出电压。随着匝数比n的增加，电容C1、C2的电压应力明显减小，而电容C3、C4的电压应力则呈增加趋势。随着占空比D的增大，电容C1、C2的电压应力减小，而电容C3、C4的电压应力明显增加。

图7 电容C1～C4电压应力与匝数比n和占空比D之间的关系Fig.7 Relationship among the voltage stress in capacitors C1-C4，turns ratio n，and duty ratio n

3 变换器性能对比

将本文所提出的变换器、文献[9]提出的变换器和文献[15]提出的变换器的各项性能进行对比，变换器的各项参数对比如表1所示。

表1 不同变换器性能参数Tab.1 Performance parameters of different converters

分析在匝数比n固定的情况下，假设耦合电感的匝数比n=2，变换器的性能对比曲线如图8所示。由表1和图8可知，比较其他文献所提耦合电感高增益Boost变换器，本文所提变换器具有最高的电压增益，同时具有更低的开关管电压应力和二极管电压应力，变换器具有更好的性能。

图8 变换器性能对比曲线Fig.8 Curve of performance comparison among converters

4 吸收回路的元件选型

4.1 电容的选择

在选择电容时主要考虑其电压应力以及电容两端的电压脉冲动量Δv，根据电容的安秒平衡原理，电容在一个周期内的充电电压增量等于放电电压增量，考虑到该变换器结构中C1和D1组成的倍压钳位吸收电路与C2和D2组成的倍压钳位吸收电路结构对称，则电容C1和C2参数分别相等；假设电容C1～C4与的电压增量分别为ΔC1，ΔC2，ΔC3，ΔC1，根据式（2）、（3）、（9）、（10），得到电容 C1～ C4上的电压为

电容电压纹波为

其中，开关电容C1、C2、C3、C4的电压纹波设计为1%，则电容值为

选择电容C1、C2、C3、C4的值为100 μF/50 V。

4.2 二极管的选择

由式（14）可知，二极管D1、D2的电压应力分别为

考虑二极管电压和二极管的平均电流，选择MBR20100C。

5 实验结果与分析

为验证本文所提出的有源耦合电感倍压的高电压增益变换器原理的正确性，在实验室制作了一台功率为200 W的实验样机，耦合电感采用罐型软磁铁氧体GU36磁芯，主电路参数如表2所示。因为开关管S1和S2，二极管D1和D2，D3和D5，D4和D6都是对称的，因此只测量一组数据。

表2 主电路参数Tab.2 Parameters of main circuit

图9所示为变换器两个开关管驱动波形。图10比较了输入电压和输出电压，变换器输出电压约为102 V，约为输入电压12 V的8.4倍，符合理论分析。图11表示开关管和二极管电压应力波形图，由图11（a）所示开关管电压应力远低于输出电压，仅为30 V。在开关管关断的瞬间其电压尖峰相较于文献[15]中提出的不带吸收回路的耦合电感变换器实验波形大为缩小。二极管电压应力也远小于输出电压，因此变换器具有较低电压应力。

图9 开关管驱动波形Fig.9 Driving waveforms of switch tube

图10 Vin和Vo波形Fig.10 Waveforms ofVinandVo

图11 主要开关器件电压应力Fig.11 Voltage stress in main switching devices

图12为耦合电感漏感原边与副边的电流波形，图13为二极管D1和D3的电流波形，图14为二极管D4的电流波形。可以看出二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6均实现零电流关断，实验结果均验证了理论分析的正确性。

图12 耦合电感原、副边波形Fig.12 Waveforms of coupled inductor on the primary and secondary sides

图13 和波形Fig.13 Waveforms of and

图14 波形Fig.14 Waveform of

在保持输出电压恒定102 V情况下，改变负载功率大小，得到变换器参考效率曲线如图15所示。调节负载的大小，变换器的输出功率在170 W到230 W变化时，样机效率逐渐趋于平稳，其最高约为95.2%左右。

图15 变换器参考效率曲线Fig.15 Curve of converter’s reference efficiency

6 结论

本文通过引入耦合电感倍压单元，在有源开关电感的基础上，进一步提出了一种新型高增益低电压应力变换器。推导了变换器在CCM模式下的电压增益、详细分析了开关管和二极管电压应力的影响。通过分析和实验验证，所提变换器具有以下特点：

（1）变换器引入了耦合电感倍压单元，大大提高了变换器的电压增益，通过改变耦合电感匝数比可以灵活地适应各种工作要求，简化了变换器的设计难度；

（2）通过钳位电容吸收耦合电感的漏感能量，减小了开关器件的电压冲击；

（3）变换器开关管应力较小，因此可以选择耐压值和内阻较低的器件，减小了变换器的损耗和成本。