面向大型无人机的一种高频大功率模块电源设计

李中原，尚德堉，孙峥翰，周远鹏

（贵州航天林泉电机有限公司，贵州 贵阳 550008）

0 引 言

随着国内大型无人机市场的蓬勃发展，其供电技术发展迅速，无人机正朝着小型化、轻型化以及续航能力持久的方向发展，人们对大型无人机的功率、体积及重量提出了更高的要求[1]。目前适用于大型无人机供电的二次电源设计技术比较成熟，但是产品体积重量太大，严重影响了无人机飞行航程和使用寿命[2]。发电机电源变换器作为发动机附件的核心设备，其体积和重量是关键技术指标，因此研制一种高频、小体积且大功率的模块电源作为电源转换装置十分必要[3]。

1 全桥移相电路原理

大型无人机的电源变换器一般采用非隔离Buck电路和隔离型全桥电路，为进一步减小体积并提升效率，本设计采用全桥移相电路拓扑，在硬开关全桥电路的基础上可实现软开关，进一步提升频率和效率，原理图如图1所示[4]。V1和V2构成一组桥臂，二者互补导通，V3和V4构成一组桥臂，二者亦互补导通。V1和V2的驱动信号分别超前V4和V3的驱动信号，将V1和V2定义为超前臂，V3和V4定义为滞后臂。两桥臂输出电压va和vb相差一个相位，通过移相角可控制变压器初级的占空比，进而调节输出电压。利用移相原理及V1～V4并联的电容来实现开关管的零电压开关（Zero Voltage Switch，ZVS），以半个工作周期为例说明其工作原理。

图1 全桥移相电路拓扑原理图

模态1：V1、V4导通且V2、V3截止，全桥左臂支路中点电压va=Ec，右臂中点电压vb=0，Ec为变压器原边两端电压。副边整流二极管D1导通，D2截止，原副边电流线性增大，电网能量不断转化为磁能存储于电感线圈和送到负载。

模态2：V1截止，原边电感线圈中的电流不会突变，仍然维持原方向。超前臂并联电容C1和C2迅速充放电，与等效电感串联谐振，使左臂中点电压快速降低，副边D1继续正向导通，D2关断。

模态3：谐振结束，C1和C2充放电完毕，V2体内二极管VD2导通续流，V2实现零电压开通。

模态4：V4截止，原边电流对C4和C3充放电，C4充电导致滞后臂中点电压vb由0变为正值，副边整流二极管D2开始导通，而此时D1仍然导通，变压器副边绕组被钳位为1.4 V，副边反射到原边的电感被切断，使原边滞后臂参与C3和C4充放电的串联电感量剧减只剩下Ls。

模态5：滞后臂谐振结束，V3体内二极管VD3导通续流，为零电压开通创造条件。

模态6：V3零电压开通，此时V2和V3都已导通，原边电流按最大变化率下冲减小到0时，曾导通续流的二极管VD2和VD3自然关断，形成新的供电通路，负半周功率输出即将开始。

全桥移相变换器功能结构如图2所示，包括全桥变换电路、高频变压器、输出整流滤波电路、控制电路以及辅助电源等[5]。

图2 全桥移相变换器功能结构

2 电路详细设计

2.1 全桥移相变换电路设计

全桥移相变换电路如图3所示，由VT1～VT4、Cr1～Cr4以及Lr组成。VT1～VT4均为MOS管，Cr1～Cr4均为谐振电容，Lr为谐振电感，包括功率变压器的漏感。通过全桥变换，得到脉宽可调的高频交流方波电压[6]。

图3 全桥移相变换电路

主功率管的耐压为输入直流母线电压，最高电压为400 V。功率开关管中流过的电流峰值为7.8 A，考虑电流应力裕量和开关管的通态损耗，选用Infineon公司的MOS管SPB20N60C3，其主要参数为耐压650 V，额定工作电流20.7 A，RDS导通电阻0.19 Ω，栅源极结电容2 400 pF，PG-TO263封装。根据软开关谐振条件，MOS管SPB20N60C3输出结电容为780 pF，超前和滞后桥臂均无需并联电容，超前臂死区时间调节范围为66 ns≤Δt≤625 ns，谐振电感利用变压器的漏感。高频变压器设计成平面变压器，平面磁芯选用PEE43A，变压器变比为5.7，原边绕组36匝，副边绕组7匝。

2.2 输出整流滤波电路设计

输出整流电路选用的是全波整流电路，将变压器副边的高频交流方波电压整流和滤波得到28.5 V的直流电压。电路由两个整流二极管、滤波电感以及滤波电容组成[7]。由于二极管存在反向恢复时间，因此为减小共同导通损耗，必须选取反向恢复时间短的整流二极管。整流管上承受的最大反向压降为105 V，由于漏感的存在，整流管在开关时会有一定的振荡尖峰，副边整流管流过的峰值电流为35 A，因此可以选取IXYS公司的肖特基二极管DSA120×200LB。其主要参数为最大正向连续电流65 A，反向耐压200 V，正向管压降0.67 V，SMPD封装[8]。滤波电感应保证直流输出电流为最小规定电流（通常为额定负载电流的10%）时，电感电流保持连续，电感取值7.4 μH，设计成平面电感，磁芯选用PQ50/50。输出滤波电容的容值为455 μF，根据测试纹波大小适当调整。

2.3 功率损耗计算和分析

功率损耗主要由MOS开关管损耗、功率变压器损耗、输出整流管损耗以及滤波电感损耗等构成[9]。经过计算，4个MOS管总损耗39.56 W，功率变压器损耗3.2 W，输出整流管损耗23.45 W，滤波电感损耗6.8 W，其他损耗9.99 W，产品功率总损耗为83 W，整机效率约为92.3%。

3 样机实验

根据以上设计研制了一台额定输入为200～400 V、额定输出为28 V且额定功率为1 kW的样机，样机相关实物组成如图4所示。

图4 样机相关实物

经过试验，由于变压器漏感较小，在轻载时开关管没有实现ZVS，在满载时开关管都实现了ZVS，效率曲线如图5和图6所示。

图5 满载1 kW条件下效率曲线

图6 额定270 V条件下带载效率曲线

由于轻载时无零电压软开关，开关管开关损耗大，因此带载效率曲线呈现中间高两头低的趋势。重载时实现零电压软开关，但开关管自身的导通损耗增加，带载500 W是效率最佳平衡点和最高点，此时效率达到92%[10]。

4 结 论

本文详细分析了全桥移相变换器的工作原理，对电路参数进行了详细设计，在理论设计的基础上制作了高频大功率模块电源样机。实验结果表明，所设计的全桥移相变换器体积小且效率高，可以在大型无人机电源变换器的设计上推广应用。