一种Boost级联式高增益DC/DC变换器*

段宛宜, 王 辉

(三峡大学 新能源微电网湖北省协同创新中心,湖北 宜昌 443002)

0 引 言

近年来,随着化石能源的短缺及其对环境的影响,光伏、风能和燃料电池等新型可再生能源得到广泛的关注和研究[1-2]。目前,由于成本的不断降低和技术的进步,光伏能源已成为可再生能源的重要技术之一[3]。据国家能源局数据统计,2018年我国光伏能源新增装机34.5 GW,预计到2050年,我国总装机容量将会达到180 GW[4]。

根据光伏发电并网能量转换级数的划分,可分为单级式并网系统、两级式并网系统和多级式并网系统[5]。单级式系统仅通过一个逆变器进行升压和能量转换,结构简单,但增加了控制的复杂度。两级式系统利用前级DC/DC变换器进行升压,后级实现逆变,简化了控制策略设计。多级式系统在两级式系统上增加了高频变压器,由于光伏发电输出的电能要经过3次能量变换才能并入电网,电能转换效率大大降低,系统结构复杂。本文以目前发展前景较好的光伏发电两级式并网结构为背景展开研究,两级式并网系统的整体结构包括用于将PV输出电能提升至400 V直流母线电压等级的DC/DC变换器和用于向负载输送电能的逆变器。由于光伏电池模块输出端的电压较低,为把直流电压抬升至一定的电压等级,研究高增益DC/DC变换器尤为重要[6-7]。

传统的升压变换器多采用简单的直流升压电路(Boost)[8]、反激、双有源桥式(DAB)等结构。传统boost变换器通过高占空比来提高电压增益,随着增益的提高,开关损耗也会增加,从而导致变换器效率降低[9]。基于开关谐振电容的DC/DC变换器[10-11]通过谐振模块的串并联实现高升压,电容使用数量多,导致器件损耗提升,降低变换器工作效率[12-13]。双有源桥式变换器结构简单且对称,可实现软开关技术,但该变换器灵活度不足,当负载跳变或输入输出不匹配时,开关器件会产生较高的传导损耗,且开关器件电流应力较高[14-15]。

本文提出一种boost级联式高增益DC/DC变换器,采用占空比二次型提高输入输出增益,适用于光伏发电系统中升压部分,将输出端的电压提升到所要求的范围。变换器结构简单,两开关同时导通,简化了控制和驱动策略,节约了系统成本。

1 工作原理

两级式并网系统的整体结构如图1所示。本文所提的一种Boost级联式高增益DC/DC变换器如图2所示。为了方便对电路进行分析,做出以下理想状态的假设:①所有电感为理想器件,电感电流iL1、iL2、iL3均为连续电流;②所有电容为理想器件,忽略电容电压纹波;③忽略其他器件寄生参数的影响;④开关管S1、S2同时导通;⑤为保证电感电流iL2、iL3相等,二极管VD2、VD3和电感L2、L3选型应一致。变换器主要工作波形图如图3所示。该变换器工作在两种模态下,以占空比为0.6为例。两种工作模态下的等效电路如图4所示。

模态1:如图4(a)所示,有源开关S1、S2同时导通,输入电源通过开关S1向电感L1充电,通过电容C1给电容C2充电,电容C1放电,同时通过二极管VD2、VD3给电感L2、L3充电,电容C0给负载充电,二极管VD1、VD4关断。

模态2:如图4(b)所示,电感L1通过二极管VD1给电容C1充电,电感L2、L3和电容C2同时通过二极管VD1、VD4给电容C0和负载充电,二极管VD2、VD3关断。

2 性能分析

对一种Boost级联式高增益DC/DC变换器在两种模态下的工作性能进行分析。

2.1 输入输出增益M

根据电感L1的充放电回路,对电感L1列伏秒平衡关系式:

uinD-uC1(1-D)=0

(1)

可得电容C1电压:

(2)

同理,对电感L2、L3列伏秒平衡关系式:

(3)

由开关模态1可得

uC2=uC1+uin

(4)

联立式(4)和(5)可得电容C2电压:

(5)

由此可得电压增益:

(6)

由以上分析可以看出,该变换器通过占空比二次型可实现高电压增益。

2.2 开关器件的电压应力

根据变换器的工作原理,可得二极管VD1、VD2、VD3、VD4的电压应力为

(7)

(8)

(9)

同理可得有源开关S1、S2电压应力:

(10)

(11)

由上式可知,开关S1的电压应力与二极管VD4的电压应力相等,为输入电压与电容C1两端电压之和,开关S2的电压应力为输出电压。

2.3 器件电流应力

为简化计算过程,电感、开关及二极管上电流均取其电流平均值。根据电容C1的安秒平衡关系可得电感电流平均值:

IL1=Iin

(12)

(13)

根据变换器工作原理,二极管VD1、VD2、VD3、VD4的电流平均值为

(14)

(15)

ID4=I0

(16)

同理可得开关管S1、S2电流平均值为

Is1=Iin

(17)

Is2=(1-D)·Iin

(18)

开关S1的电流应力等于输入电流,开关S2电流应力小于输入电流,较传统Boost变换器,在一定程度上更有利于器件选型和节约成本。

3 仿真分析和实验验证

基于PSIM软件对电路进行仿真验证,仿真参数如表1所示。

表1 仿真参数

仿真波形如图5所示。图5(a)所示为两开关管S1、S2的驱动波形,通过波形可看出两开关同时导通、同时关断。图5(b)所示为电容C2、C3电压波形及输出电压波形,电容C0电压等于输出电压。当输入电压为40 V,开关占空比均为0.6时,输出电压为400 V,与理论和计算值相符。图5(c)所示为电感L1、L2的电流波形,电感在一个周期内充放电状态一致。图5(d)所示为二极管VD1、VD2、VD3、VD4的电压波形。图5(e)所示为开关管S1、S2的电压波形,分别等于输入电压和输出电压的50%。

电压环模式下的变换器闭环小信号模型框图如图6所示。根据电压控制闭环模型在PSIM中搭建仿真,验证其动态性能和抗干扰能力。电压环控制下的动态性能如图7所示。图7(a)所示为负载在t=0.1s时刻由400 Ω跳变至800 Ω时变换器输出电压的动态响应波形,可以看出输出电压在30 V左右的波动后回到稳态电压值。如图7(b)所示,当输入电压由40 V跳变至20 V时,输出电压动态响应时间约为20 μs,然后回到稳态电压值。由此可见,该变换器闭环系统在负载和输入电压跳变时动态响应速度快,抗干扰能力强。

基于实验室现有平台,搭建了额定功率为400 W的实验样机,实验器材选用62150H-600可控直流电源作为直流输入电源,四通道DPO5000B数字示波器来显示波形。主要实验波形如图8所示。其中图8(a)所示为开关管S1、S2的驱动波形和输入输出电压波形,在输入电压uin为40 V、开关S1、S2占空比D1=D2=0.6的情况下,输出电压uo约为400 V,与理论分析一致。图8(b)为电感电流波形,电感L1、L2、L3平均电流约为10、2.5、2.5 A。电容C1、C2的电压波形如图8(c)所示,其电压值分别为60、80 V。图8(d)所示为开关S1、S2的电压波形,其电压应力分别为100、200 V,与理论分析相符合。

实验样机的效率实测曲线如图9所示,当输出功率为400 W时,效率可达到最高,为92.1%。

4 损耗分析

下面对实验参数的器件损耗进行分析计算。

(1)二极管损耗。变换器所用二极管选型均为IDT12S60C,二极管损耗为二极管导通损耗和反向恢复损耗之和,由于所选二极管在工作状态下反向恢复电流很小,故忽略其反向恢复损耗。

二极管导通损耗PD-CON等于其正向压降uF(0.8 V)乘以二极管电流的平均值:

(19)

(20)

ID4=I0=1 A

(21)

则导通损耗PD-CON为

(22)

(2)开关损耗。开关损耗为开关的导通损耗、关断损耗和开通损耗之和。

MOSFET的导通损耗PS-CON等于开关管的正向压降uF(0.7 V)乘以开关电流的平均值:

(23)

(24)

则开关导通损耗为

(25)

MOSFET的开通损耗PS-on:

(26)

MOSFET的关断损耗PS-off:

(27)

则开关管的总损耗为

(28)

(3)电容损耗。由于电容自身存在ESR,电容在导通时产生一定的损耗。电容电流近似计算公式为

(29)

电容等效电阻约为6.9mΩ,则电容损耗为

(30)

(4)电感损耗。电感磁芯选型为KS106-125 A,其电感因数AL=138(1±8%),横截面积Ae=0.654 cm2,磁芯体积V=4.15 cm3,变换器开关频率取50 kHz。以电感L1为例,电感匝数计算如下:

(31)

电感匝数取47匝,电感最大磁通密度为

(32)

电感最大交流磁通密度为

(33)

因此,可得单位磁芯损耗:

P=B2.225(4.584f+0.0238f1.966)=0.145 W/cm3

(34)

磁芯损耗为

PL-core=PV=0.145×4.15 W=0.6 W

(35)

导线铜损为

Pcu=I2R=102×0.014 W=1.4 W

(36)

故电感L1总损耗为

PL1=Pcu+PL-core=2 W

(37)

同理可得电感L2、L3损耗,其计算结果与上述其他损耗相比可以忽略不计。

(5)变换器效率。变换器效率理论值η为

(38)

由以上理论分析计算可知,变换器主要损耗来源为二极管导通损耗和开关关断损耗,损耗分布饼图如图10所示,由此可得变换器在输入输出增益为10倍时工作效率为93%。

5 结 语

针对光伏系统中升压部分高电压增益、器件低应力、控制及驱动策略简单等技术要求,本文设计出一种应用于光伏发电系统的Boost级联式高增益DC/DC变换器,通过变换器工作原理、性能分析及仿真验证表明了该变换器具有良好的升压能力,结构简单,两开关同时导通,便于控制和驱动,节约系统成本,有效提高了变换器工作效率。