LC串联谐振型双向DC/DC变换器研究*

罗 敏, 梁 晖

(1.广东电网有限责任公司 电力科学研究院,广东 广州 510080; 2.北京交通大学,北京 100044)

0 引 言

近年来,随着电力电子技术以及新型材料如碳化硅(SiC)[1-2]等的快速发展,隔离型双向DC/DC变换器因其能量双向传递、实现电气隔离等特点得到越来越多的关注,较多应用于电池储能、新能源发电、电动汽车、直流不停电电源系统、电力电子变压器、航空电源等领域[3-8]。但传统电压源型双向有源桥(Dual Active Bridge,DAB)变换器存在回流功率大、软开关范围有限且开关管均在电流峰值处关断等缺点。

为尽可能减小变换器体积和重量,提高功率密度和效率,提高开关管的工作频率是有效途径。随着开关频率的提高,开关管的开关损耗在硬开关状态下会随着开关频率的提高而增大,且存在电磁干扰等问题。软开关技术则能在很大程度上改善双向DC/DC变换器的性能,可以减小开关损耗,降低开关器件的电压/电流应力,提高变换器的工作效率,使得变换器的高频化成为可能。因此,近年来对双向DC/DC变换器的研究便集中于如何在高频化的同时使用软开关技术来降低开关管的开关损耗,从而提高变换器效率。为拓展隔离型双向DC/DC变换器的软开关范围,提高轻载时变换器的效率,人们提出了多种新型控制策略[9-11]。

谐振型DC/DC变换器因其具有零电压关断(Zero-Voltage Switching,ZVS)、零电流关断(Zero-Current Switching,ZCS)软开关的特点,成为当今研究的热点。在单向DC/DC变换器中,谐振技术是实现软开关的重要方式,控制理论相对成熟[9]。主要利用电感和电容组成谐振网络,使开关器件在电压或电流过零点进行切换实现开关管的软开关。

同样可在双向DC/DC变换器中引入谐振网络以扩大软开关范围,减小开关损耗。LLC型[12-13]、LCL型[14]、CLLC[15-16]、CLLLC[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积。LLC谐振变换器可以实现全负载范围的软开关[18-20],但是为减小输出电流纹波,增加了输出滤波电容,由于电路结构的不对称性,功率在进行双向传递时,电路需要特殊处理,如外加切换开关等[21],控制较为复杂。

在对传统DAB变换器的研究基础上,引入LC串联谐振网络,以一种串联谐振型双向DC/DC变换器为研究对象,在移相控制策略下,传输电流呈正弦波或准正弦波,能减小开关管关断电流、关断损耗以及变压器的涡流损耗,进一步提高变换器效率,扩大软开关范围,而且有利于改善系统电磁兼容性。

本文首先阐述了传统双向DC/DC变换器的基本工作原理。其次利用基波分析法,建立串联谐振双向DC/DC变换器等效电路,分析了串联谐振DC/DC变换器的工作原理以及其软开关实现情况。最后搭建了系统仿真模型和硬件实验平台,通过仿真结果和实验波形验证了该系统的正确性和有效性。

1 传统DAB变换器基本工作原理

为更好地分析LC串联谐振型DC/DC变换器的原理,首先简单分析DAB变换器的基本工作原理。

忽略励磁回路的影响,传统DAB变换器的等效电路图如图1所示,主要利用变压器的漏感来进行功率传递,通过全桥移相来控制一、二次侧H桥的驱动脉冲以产生具有相移的方波信号,功率从超前电压方波一侧向滞后电压方波一侧传递,φ1是一、二次侧脉冲的相角差,即移相角。通过调节移相角进一步来控制端口之间功率的流动。全桥对角上的开关管以50%的固定占空比同时导通或关断,在变压器一、二次侧形成50%占空比的方波。

当功率由u′p流向us时,变换器工作在正向传递模式,此时0<φ1<π,一次侧开关管的驱动信号超前二次侧开关管。反之,当功率由us流向u′p时,变换器在工作反向传递模式,此时-π<φ1<0,一次侧开关管的驱动信号滞后于二次侧开关管。DAB变换器主要波形如图2所示。图2(a)和图2(b)分别为移相控制下变换器功率正向、反向传递工作时的主要波形。

设变压器的一、二次侧的匝数比为NT,T为半个开关周期的时间,f为开关管的工作频率。

以功率正向传递为例,根据图2(a)可得到变压器二次侧电流iL以及滤波电容前电流i2的分段

表达式分别为

iL(t)=

(1)

i2(t)=

(2)

式中:It0、It2、It3——电感电流在t0、t2、t3时刻的瞬时值。

定义D1为移相占空比。

(3)

根据电感电流波形的对称性可知:

t2-t0=t5-t3=D1T

(4)

t3-t0=t5-t2=T

(5)

可得到功率正向传输时,二次侧输出直流电流I2和平均输出功率P2分别为

(6)

(7)

由以上公式可知,当开关频率、变压器匝比和漏感一定时,每一个DAB变换器的输出电流I2由D1和U1决定,输出功率P2由U1、U2及D1决定。功率反向传递时推导类似。

2 LC串联谐振型DC/DC变换器原理分析

由以上分析可知,通过移相控制策略可以实现对直流侧电流的闭环控制,LC串联谐振型DC/DC变换器可借鉴传统DAB变换器的移相控制策略。

电压源型+电压源型LC串联谐振双向DC/DC变换器的电路拓扑图如图3所示。与传统电压源型DAB变换器类似,由两个全桥变换器H1、H2、LC串联谐振腔和隔离变压器构成。Lr为隔离变压器的一、二次侧等效漏感及外加电感之和,也是谐振电感,Cr为谐振电容,同时还作为隔直电容,能有效阻隔谐振电流中的直流分量,避免由功率器件开关速度不同等问题带来的伏秒不平衡而导致的变压器饱和现象。

多数情况下,高次谐波分量对变换器的功率传输特性影响可近似忽略,即认为只有开关频率级的基波分量才能传输功率,所以可以采用基波分析法对LC串联谐振型DAB变换器的功率传输特性等进行阐述。等效分析如图4所示。其中,up和u′s是一次侧桥口电压以及等效到一次侧的二次侧桥口电压,其基波电压分别为up1和u′s1,桥间移相角为φ1,同时也是基波的移相角。开关管的工作角频率为ωs,谐振角频率为ωr,ir为电感电流,C′r1和L′r1为折算到一次侧的等效谐振电容和等效谐振电感。

针对串联谐振型DC/DC变换器的控制策略研究主要分为两类:一类是变频控制,另一类是定频控制。变频控制是通过改变开关管的工作频率fs和谐振频率fr的相对关系,从而调整谐振腔的阻抗以达到调压的目的。

定义谐振腔的阻抗ZL为

(8)

当fs与fr的相对关系发生变化时,就会影响谐振腔电流与桥口交流电压的相位关系,串联谐振变换器工作方式和开关管软开关情况也会随之改变。当fs<0.5fr时,电流会出现断续。当0.5fr

定频控制主要是指移相控制,与传统电压源型DAB变换器的控制策略相同,即所有开关管均以相同的开关频率工作,控制两个单元桥之间的移相角度来实现功率的传递。定频的移相控制方式更便于设计磁性元件。一般MOS管的寄生电容较大,因易产生容性开通问题,所以其开通损耗比关断损耗要大。在传统移相控制策略下,开关管选取工作频率较高的MOSFET,一般选取fs高于fr,以实现开关管ZVS。

2.1 工作模态分析

LC串联谐振型DAB变换器主要波形如图5所示。以功率从U1侧向U2侧正向传递为例,且以一次侧参量全部等效到二次侧为参考,详细分析各个模态下开关管的工作情况。正向工作模态图如图6所示,其中一个完整周期可以划分为6个工作模态,其中不参与工作的部分用虚线标出。

Stage 1(t0-t1) 如图6(a)所示。在此时间段内,流过谐振腔的电流ir为负,谐振腔存储的能量通过变压器一次侧H1桥的开关管S1、S4的反并联二极管VD1、VD4续流释放到二次侧电源,通过H2桥的开关管S5、S8的反并联二极管VD5、VD8释放到二次侧电源。谐振腔两端电压为Up=U1,Us=-NU2,则ULC=(U1+NU2)/N,故流过谐振腔的负电流持续减小。

Stage 2(t1-t2) 如图6(b)所示。t1时刻,H2单元桥中开关管S5、S8的结电容开始向S5、S8释放能量,所以S5和S8硬开通,在此时间段内,电流ir继续通过H1桥中开关管S1、S4的反并联二极管VD1和VD4续流,Up=U1,U′s=NU2,则谐振腔两端电压ULC=(U1-NU2)/N,谐振腔的电流持续减小到零。

Stage 3(t2-t3) 如图6(c)所示。t2时刻,负电流ir减小到0,H1单元桥中的开关管S1、S4的反并联二极管VD1、VD4截止,开关管S1、S4实现ZVS开通,H2桥中S5、S8的电流自然减小到0,实现了ZCS关断,其反并联二极管D5、D8续流导通。在此时间段内,谐振腔的电流反向继续增加,谐振腔右侧电压U’s=NU2,电感L左侧电压Up=U1,故此时ULC=(U1-NU2)/N,由于U1>NU2,故流过电感的电流继续上升。

Stage 4(t3-t4) 如图6(d)所示。在t3时刻,变压器H1单元桥中开关管S1、S4硬关断,则电流通过开关管S2、S3的反并联二极管VD2、VD3续流。在此时间段内,电流ir继续通过H2桥中开关管S5、S8的反并联二极管VD5和VD8续流,谐振腔左侧电压Up=-U1,此时电感两端承受的负电压为ULC=(-U1/N-U2)/N,电流开始下降。

Stage 6(t5-t6) 如图6(f)所示。t5时刻,电流ir减小到0,H1单元桥中的开关管S2、S3的反并联二极管VD2、VD3截止,开关管S2、S3实现ZVS开通,H2桥中S6、S7的电流自然减小到0,实现了ZCS关断,其反并联二极管VD6、VD7续流导通。在此时间段内,谐振腔的电流反向继续增加,谐振腔右侧电压Us=-U2,电感L左侧电压Up=-U1,故此时UL=(-U1+NU2)/N,由于U1>NU2,故流过电感的电流继续反向上升。

当功率由U2向U1传输时,即为反向工作模式,结合图6(b)和图4,同正向工作模式分析方法类似,在此不再赘述。

2.2 传输功率分析

为便于分析,将二次侧参量等效到一次侧,并将参量标幺化,基准值分别为

(9)

以图5(a)中的正向工作模式为例,此时功率为正向传输,β和θ分别为电流ir与一、二次侧变换器桥口输出电压up和u′s的相位差,且θ=β-φ1,可得其基波电压为

(10)

(11)

(12)

式中:M——电压转换率,分为M=1(Balance)模式,M>1(Boost)模式,M<1(Buck)模式。

(13)

(14)

(15)

(16)

X*=X′Lr1+X′Cr1

(17)

式中:F——系统的谐振频率偏离开关频率的程度,取大于1;

Q——电路的品质因数。

式(14)～式(16)表示谐振电感和谐振电容的标幺值以及总谐振阻抗值,结合图4,可求得谐振电流为

(18)

输出侧的瞬时功率为

(19)

LC串联谐振型DAB变换器的输出侧平均功率为

该说认为，农村集体经济组织应属于民事法律关系上“其他组织”范畴。因为如果把农村集体经济组织定位为法人组织，只要该村集体组织一直存在，就不会发生破产情形，这与法人的性质是相违背的。而且一些当代新型的农村经济组织并不一定要有法人身份才可以开展自主活动。很多情况下，农村集体经济组织不一定依法人资格才能成为市场主体，作为非法人组织一样可以释放市场活力，可以享受权利和承担责任。因此，该理论主张其为非法人组织。

(20)

由式(20)可以看出,当变换器的参数确定后,其传输功率的大小仅与移相角度φ1大小有关,当φ1为正时,功率正向传输,当φ1为负时,功率反向传输。

2.3 软开关特性和条件分析

LC串联谐振型DAB变换器的软开关区域求解方法与传统DAB变换器类似。以图5(a)所示变换器正向传输功率的波形为例,可知桥Hl和桥H2的开关管均实现软开关的必要条件为

(21)

将式(19)代入式(21)可得

(22)

即应满足:

(23)

(24)

根据式(24)绘制不等式区域,LC串联谐振型DAB变换器软开关区域图如图7所示。由图7可知,LC串联谐振型DAB变换器有3种软开关模式。LC串联谐振型DAB变换器的3种软开关类型如图8所示。结合图8,具体分析如下。

(1)类型1。图8(a)中,谐振电流ir在t0和t(φ1/ωs)时刻均为负电流,则根据软开关判断条件以及工作模态分析可知,此时H1桥的开关管在t0时刻实现ZVS开通,H2桥的开关管强迫开通。同样可以看出,H1桥的开关管是强迫关断,H2单元桥的开关管是ZCS关断。该类型软开关区域属于图7中的A,即M>1时。

(2)类型2。图8(b)中,谐振电流ir在t0时刻电流为负,在t(φ1/ωs)时刻电流为正,即满足H1和H2单元桥中的开关管均能实现ZVS的条件。具体软开关区域如图7中C和D所示,即M=1时。但此时两个单元桥的开关管均为硬关断。

(3)类型3。图8(c)中,谐振电流ir在t0和t(φ1/ωs)时刻均为正电流,故H2桥在t(φ1/ωs)时刻实现ZVS开通,H1桥开关管在t0时刻强迫开通,且H1桥的开关管是ZCS关断,H2单元桥的开关管强迫关断。两个单元桥内的开关管满足实现ZVS条件如图7中区域B,此时M<1。

由上述分析可知,与传统DAB变换器相比,谐振型DAB变换器的电流ir更接近于正弦波。两者在实现ZVS开通的同时,开关管关断均为强迫关断,但电压源型DAB变换器中在电流ir的峰值处关断,而谐振型DAB变换器的开关管由于谐振网络的存在,使电流正弦化,从而得到较小的硬关断电流。综上可知,LC谐振型DAB变换器可以减小开关器件的开关损耗,同时具有改善变换器电磁兼容的特性。

3 移相控制策略

4 仿真验证分析

表1 具体仿真参数

首先对谐振型DAB变换器的3种软开关情况进行仿真验证。

从图10(a)可以看出,us滞后于up,符合功率传递方向。此时一次侧的直流侧电压匹配,谐振腔电流呈近似正弦状。从图10(b)可以看出,I2达到给定电流值,实现闭环稳定控制。从图10(c)可以看出,开关管S1导通即UDS=0期间,流过S1的电流从负变正,二极管VD1导通之后换流到开关管S1,故S1实现了ZVS开通。从图10(d)可以看出,S5也实现了ZVS开通。仿真波形图证明了在M=1的条件下,且二次侧变换器中所有开关管均可实现第二种软开关模式。

其次在相同传输功率条件下,对传统电压源型DAB变换器和谐振型DAB变换器进行比较。变换器在Balance模式下功率正、反向传输时的主要波形分别如图13和图14所示。

当功率反向传输时,S1和S5的脉冲电流波形与功率正向传输时S5和S1的波形类似。故后面将主要以功率正向传输为例。

由图13、图14的波形可知,在相同传输功率和一、二次侧的电压匹配的条件下,两种变换器均为ZVS开通以及硬关断,谐振型DAB变换器一、二次侧开关管均不在峰值处关断,且关断电流低于传统电压源型DAB变换器。

两个变换器在M≠1时的主要波形图比较分别如图15、图16所示。

由图15、图16可以看出,在传输相同功率和M≠1的条件下,LC串联谐振型DAB变换器一、二次侧开关管均不在峰值处关断,关断电流低于传统电压源型DAB变换器,且谐振电流峰值以及回流功率低于传统电压源型DAB变换器的电感电流峰值。

最后,不同谐振频率下传输相同功率时,对不同谐振频率的DAB变换器仿真波形进行分析比较。3种不同模式下功率正向传递的主要波形分别如图17～图19所示。图17～图19左侧均为谐振频率为18 kHz的波形,右侧均为12.4 kHz的波形。

由图17可知,在相同传输功率和M=1的条件下,两种变换器均为ZVS开通以及硬关断,谐振频率越高,其关断电流和回流功率越小,同时带来峰值的增大。由图18、图19可知,在传输相同功率和M≠1的条件下,谐振频率越高,其等效阻抗越低,其谐振腔电流峰值越大,开关管关断电流与回流功率均增大。

5 实 验

基于对LC谐振型双向DC/DC变换器的工作原理的分析以及控制策略的研究,搭建了基于TMS320F28335数字控制的功率实验平台,系统硬件平台如图20所示。一、二次侧电压源采用三元材料电池,电池电压充放电会在一定范围内波动。

表2 实验参数表

5.1 M=1(Balance)模式

M=1时功率双向传输如图21所示。由图21(a)可知,二次侧变换器输出电压us滞后于一次侧变换器输出电压up,φ1>0即U1功率传向U2,功率正向传输。闭环控制电流I2达到给定值,谐振腔电流ir不再呈线性,而是接近于正弦波。图21(b)为功率正反向工作模式下M=1时的LC串联谐振型DAB变换器的主要波形。

电感电流的标记处也对应开关管的关断电流,与传统电压源型DAB变换器的峰值关断电流相比,其关断电流不在峰值处关断。电流探头的频率响应较低,存在2～3 μs的滞后。根据式(22)结合图21(a)可知,此时一、二次侧变换器中所有开关管均可实现ZVS开通,属于第二种软开关类型。

由图21(b)可知,二次侧变换器输出电压us超前于一次侧变换器输出电压up,φ1<0即U2功率传向U1,功率反向传输,符合所推功率公式(20)。闭环控制电流I2能够达到给定值,谐振腔电流ir接近于正弦波。关断电流不在峰值处关断,开关管关断电流同样减小。由式(22)和图21(b)可知,所有开关管均实现ZVS开通,属于第二种软开关模式。

5.2 M>1(Boost)模式

M>1时功率双向传输如图22所示。由图22可以看出,电流波形更接近于正弦波。关断电流不在峰值处关断,此时不属于轻载情况,结合波形图和软开关公式可知,一、二次侧变换器中所有开关管均可实现ZVS开通,属于第二种软开关类型。

5.3 M<1(Buck)模式

M<1时功率双向传输如图23所示。与传统电压源型DAB变换器相比,关断电流更小。

6 结 语

本文以LC串联谐振型DAB变换器为研究对象,首先采用基波分析法建立了该变换器的近似等效电路模型,推导了变换器功率传输的表达式。详细阐述了LC串联谐振型DAB变换器在传统单移相控制方式下的工作原理、功率传输特性、软开关实现情况。完成了LC串联谐振型DAB变换器仿真,并证明了该控制策略的正确性和有效性。在传输相同功率和不同电压转换率下,与传统电压源型DAB变换器进行比较,谐振型DAB变换器具有更小的关断电流。最后,由实验验证了上述内容的正确性和可行性。