航天器多通道近场无线能量传输系统设计

刘治钢，朱立颖，*，张晓峰，杨世春，刘卿君,3

（1.北京空间飞行器总体设计部，北京100094；2.北京航空航天大学交通科学与工程学院，北京100083；3.北京林业大学工学院，北京100083）

近场无线能量传输以其传输效率高、易轻小型化、传输距离适中、便于组网等特点满足了多领域电力的能源供应需求［1-3］。伴随着电子器件、功率转换及测控技术的发展，近场无线能量传输技术在传输距离、转换效率、安全性等方面逐渐取得进展，研究和应用发展迅猛，在工业机器人恶劣环下作业、无线传感网络、电动汽车、家用电器、人体植入器件等领域都开展了广泛研究，具有广泛的应用前景。在航天领域，近场无线能量传输技术属于前沿技术［4］。近场无线能量传输技术应用于航天领域可颠覆现有的能源模式，有望解决有线电缆在空间交会对接、空间机械臂关节供电、航天器配电、在轨服务与维护等应用中可靠性差、易打火等问题。

近场无线能量传输技术在航天器配电或在轨服务与维护中应用，单通道近场无线能量传输无法满足需求。航天器配电设计多为源端由太阳电池阵供电，副端为多个载荷供电，因此，需要采用多通道近场无线能量传输技术。

对于多通道磁耦合系统而言，不同的接收线圈能量与其通过的磁通量相关，也对其他接收线圈位置、尺寸、互感系数等存在耦合关系［5-8］。航天器设计对设备质量及功耗有严格要求，因此，如何提高多通道磁耦合无线传输系统的传输效率［9］，是系统应用需要解决的重要问题之一。

针对上述问题，本文提出了多通道近场无线能量传输系统，建立了多通道磁耦合近场无线能量传输系统数学模型，仿真分析了多通道近场无线能量传输系统传输效率的关键参数。通过线圈高效耦合设计，实现多通道近场无线能量传输系统在传输过程中始终保持功率传输能力，保持传输效率最优，并通过样机加以验证。

1 系统设计

多通道近场无线能量传输系统组成如图1所示。原边部分包括高频逆变电路、谐振电容、控制器、无线通信单元；副边部分包括电能接收装置、谐振电容、整流电路、降压电路、负载、无线通信单元及控制器。

图1 多通道近场无线能量传输系统Fig.1 Multi-channel near-field wireless energy transfer system

工作过程为：航天器直流电压输入到高频逆变电路中，经过高频逆变电路的转化变换为高频的交流电能输入到电能发射线圈和谐振电容内，高频逆变电路的工作频率由控制器进行调节。其中，电能发射线圈和谐振电容为相互串联的连接方式，高频逆变电路的频率与电能发射线圈和谐振电容之间的固有频率是相同的，这样电能会在电能发射线圈和谐振电容发生谐振，产生同样频率的正弦电流，电能发射线圈将所输入的正弦电流转化为高频交变的磁场，向外界输出。

次级接收线圈接收到电能发射线圈发射出的高频交变磁场，高频交变磁场在电能接收线圈后转化为同样频率的交变电流，电路中，电能接收线圈与次级谐振电容相互串联，二者的固有频率与电能发射线圈所发出的交变磁场频率同样相同，使得电能发射线圈能够被最大程度地接收到；所接收到的电能经过全桥整流电路的整流，输入到降压电路进行DC-DC降压变换，转换为品质符合技术要求的、稳定的直流电能，无线电能传输过程结束。其中，DC-DC变换器的控制由电能接收次级端的控制器经由CAN通信进行控制，电能发射初级端和电能接收次级端2泵个控制器之间的通信由2个无线通信单元实现，无线通信单元为Zig-Bee无线通信模块。

在系统的电能发射端配置了一个原边线圈，接收端配置了2个相同尺寸和参数的小线圈。能量发射电路和接收电路的设计谐振频率相同。这种情况下，当两者靠近至适当的距离时，给发射端线圈提供与该谐振频率大小等同的驱动信号即能量，由于该频率也是接收端的谐振频率，那么发射端就会在该频率的作用下产生谐振。因此，能量可以从发射端线圈源源不断地传输至接收端线圈。在此过程中，发射端线圈消耗能量，而接收端线圈吸收能量，这样发射端和接收端之间便实现了能量的无线传输［10］。

2 模型分析

多通道近场无线能量传输系统的等效电路模型如图2所示。

图2 多通道近场无线能量传输系统等效电路模型Fig.2 Multi-channel near-field wireless energy transfer systemequivalent circuitmodel

如图2所示，系统采用SS［11］（原边和副边均串联电容进行谐振补偿，该补偿方式具有在负载变化和互感变化情况下维持谐振点稳定的优点）的谐振补偿电路。其中，L1为发射线圈的自感，U1为逆变装置后端的等效交流电压源，其为整个系统输入能量，C1为原边的谐振补偿电容，R1为原边电路线缆和线圈的电阻值之和。相似地，L2和L3分别为2个接收线圈的自感，C2、C3分别为2个副边电路的谐振补偿电容，R2、R3分别为2个副边电路的线圈电阻与电路导线电阻值之和，RL2和RL3分别为2个接收电路的等效负载值。M12、M13分别为原边线圈L1与2个副边线圈L2、L3之间的互感值，M23为2个副边线圈之间耦合的互感值。根据KVL定律列出整个电路的电气行为方程为

在一般的系统中，负载阻抗为纯电阻，即ZL＝RL。且当系统谐振时，系统的电抗为零，即

代入矩阵可简化得

求解式（2）可得

此时，接收线圈接收到的功率为

式中：i＝2或3，且i≠j。传输效率为

由式（4）和式（5）可以看出，系统的功率和效率与两线圈之间的互感、线圈内阻、谐振频率等因素有关，而两线圈间的互感与线圈的尺寸、线径、距离、匝数等有关，线圈的内阻大小随着线圈自身的半径、匝数、频率的变化而改变［12-16］。因此，合适的参数对磁耦合谐振式无线充电系统的性能至关重要。

3 仿真分析

图3为多通道近场无线能量传输系统基于MATLAB软件中的Simulink仿真模块搭建的模型。可以看出，该模型主要由电源部分、逆变单元、松耦合变压器模型、谐振补偿单元、整流单元、负载部分等组成。

副边2个线圈分别经过整流和滤波后接入相同的负载电路。在选定好线圈参数与距离之后，分别测量出2个副边电路的电压和电流值，并计算每个电路的输出功率。两副边电路功率之和与原边电路功率做商，便可求得系统的传输效率。

其中一个副边电压逐渐上升直到52 V处趋于稳定。由于输入电压为100 V，经过耦合线圈之后，平均分到2个负载电路中，因此，得到的电压在合理范围之内。副边电压曲线如图4所示。

副边电流逐渐升至5.2 A处趋于稳定，其同样在合理范围之内，仿真波形如图5所示。

将副边两线圈的功率加和之后，与原边线圈相比较，得到整个系统的传输效率。由波形图可以看出，系统的传输效率经短暂延时后，从94%降至87.7%左右，并最终趋于稳定，其效率符合要求，仿真波形如图6所示。

建立的多通道近场无线能量传输系统的磁场仿真模型如图7所示。其中，2个接收端线圈为9匝，发射端线圈为8匝，两线圈之间的间距为100mm，且2个接收端位于同一平面。

图3 多通道近场无线能量传输系统的MATLAB电路仿真模型Fig.3 MATLAB circuit simulation model of multi-channel near-field wireless energy transfer system

图8为系统在工作状态下的耦合情况，图9为线圈的磁通密度分布情况。所得结果表明，初级线圈激励电流的激励作用下，接收端的2个线圈与原边线圈分别耦合，具有一定的功率输出能力，但是受相对位置影响，接收端不同线圈工作状态下耦合情况不同，影响其功率输出能力。通常情况，原边线圈匝数不同的情况下，次级线圈所能接收到的磁通密度明显不同，因为接收面积相同，所接收磁通密度大的次级线圈的磁通量更大，线圈距离不同，互感值不同。线圈匝数越多，互感磁通量越大，线圈间的互感值越大。

图4 副边电压曲线Fig.4 Secondary voltage curve

图5 副边电流曲线Fig.5 Secondary current curve

图6 传输效率曲线Fig.6 Transmission efficiency curve

图7 多通道近场无线能量传输系统磁场仿真模型Fig.7 Magnetic field simulation model of multi-channel near-field wireless energy transfer system

图8 线圈磁通密度主视图Fig.8 Coil flux density main view

图9 线圈磁通密度俯视图Fig.9 Coil flux density top view

4 实 验

本文研制了多通道近场无线能量传输系统原理样机一台，无线能量传输系统规格为：输出功率50～300W，输入电压范围（100±10）V，根据系统原副边线圈及补偿电容值，得到系统的谐振频率为50 kHz。系统参数如表1所示，实物如图10所示。

接收线圈采用圆盘形线圈，如图11所示，D1为线圈内径，D0为线圈外径，w为绕制线圈的导线线径，s为线间距。原边发射线圈采用图12所示的长方形跑道形线圈，a为2倍线径，其尺寸示意图如图12所示，导线的缠绕分布与副边线圈相似。

在一对二的使用场景下，相比于DD型线圈自耦的磁通，采用椭圆形绕制的线圈在多接收端时平移特性更好。在传输距离和传输功率要求下，为了尽可能提高线圈互感，预估了线圈耦合系数范围为0.25～0.1，进而根据单层圆形线圈互感公式计算得到线圈自感，在工作频率变化范围区间下，根据确定了谐振电容。

表1 系统参数Table 1 System parameters

图10 多通道近场无线能量传输系统实物图Fig.10 Photo of multi-channel near-field wireless energy transfer system

图11 圆盘形线圈示意图Fig.11 Schematic diagram of a disc coil

图12 长方形跑道形线圈Fig.12 Rectangle-racetrack coil

原边发射线圈与副边接收线圈均为2层，线径d＝3.5mm，间隔2mm。原边线圈的外径D01＝238mm，内径D11＝167.4mm，单层线圈匝数为8。副边线圈的外径D02＝D03＝238mm，内径D12＝D13＝105mm，单层线圈匝数为15。初步计算时，考虑副边2个线圈紧挨着排列在同一个与原边线圈平行的水平面上，副边2个线圈的圆心与发射线圈左右侧的圆心对齐。则3个线圈之间的径向距离分别为：h12＝h13＝100mm，h23＝0mm，3个线圈之间的横向距离分别为：t12＝t13＝119mm，t23＝238mm。其值分别在表2和表3中列出，排列方式如图13所示。

根据非同轴两平行线圈的互感计算公式：

式中：

其中：μ0为真空磁导率；r1、r2分别为2个线圈的平均半径；N1、N2分别为2个线圈的匝数；t为2个线圈之间的横向距离；h为2个线圈之间的径向距离。

线圈的自感值可以根据特斯拉线圈的算法进行粗略估计，由下列公式近似计算线圈的自感（长度单位为in，1 in＝2.54 cm，自感值单位为μH）：

谐振电容值为

表2 线圈尺寸参数Table 2 Coil size parameters

表3 线圈距离参数Table 3 Coil distance parameters

图13 非同轴线圈模型Fig.13 Non-coaxial coil model

因原边跑道形线圈缺乏互感与自感计算的理论公式，因此在初步设计时将原边线圈看作为半径为D01的圆形线圈进行初步计算，并在实际缠绕后测量线圈的互感与自感值。

由于原边线圈按照圆形线圈估算存在误差，同时线圈为手工缠绕，线间距不均匀，因而缠绕线圈之后需要进行实际测量。经实际测量，原副边线圈自感值为160μH，谐振电容值为80 nF。实际缠绕的线圈如图14所示。

图15、图16中，示波器显示的电压及电流值与负载有关，此时线圈距离与负载均较小，因此电流较大，此时的峰峰值在正常范围内，不影响副边最终输出值的稳定。

原边工作频率f＝50 kHz，原边电压100 V，负载电阻RL＝10Ω，线圈1电阻R1＝10Ω，副边1距离都为10 cm，单一改变原边线圈横向位置，DC-DC变换器传输效率约为94%，整机系统传输效率如表4所示。

图14 实际绕制的原副边线圈实物图Fig.14 Actually wound original secondary coil photo

图15 输入端电压电流波形Fig.15 Waveforms of input voltage and current

图16 输出端电压电流波形Fig.16 Waveforms of output voltage and current

传输效率曲线如图17所示。

原边工作频率f＝50 kHz，原边电压100 V，负载电阻RL＝10Ω，线圈1电阻R1＝10Ω，单一改变副边1与原边线圈的径向距离，DC-DC变换器传输效率为94%时，实验结果如下：

1）第1组。改变横向距离，使副边线圈的圆心处位于原边线圈的边缘，实验结果如表5所示。

2）第2组。改变横向距离，使副边线圈的圆心处位于原边线圈的四分之一处，实验结果如表6所示。

3）第3组。改变横向距离，使副边线圈的圆心处位于原边线圈的中间位置，实验结果如表7所示。

传输效率曲线如图18所示。

表4 单线圈水平移动实验结果Table 4 Single coil horizon tal movement experimental results

图17 单线圈位置变化传输效率Fig.17 Single coil position change transmission efficiency

表5 单线圈轴向移动实验结果1Table 5 Single coil axial movement experimental results 1

原边工作频率f＝50 kHz，原边电压100 V，负载 电阻RL＝10Ω，线圈1、线圈2电阻R1＝R2＝10Ω，分别改变副边1与副边2对原边的径向距离，DC-DC变换器传输效率为94%时，实验结果如表8所示。

表6 单线圈轴向移动实验结果2Table 6 Single coil axial movement experimental results 2

表7 单线圈轴向移动实验结果3Table 7 Single coil axial movement experimental results 3

图18 单线圈空间变化传输效率Fig.18 Transmission efficiency when single coil space change

原边工作频率f＝50 kHz，原边电压100 V，负载电阻RL＝10Ω，副边1与副边2的径向距离保持10 cm不变，线圈2电阻R2＝10Ω，改变线圈1的电阻R1，DC-DC变换器传输效率为94%时，实验结果如表9所示。 传输效率曲线如图19所示。

表8 双线圈轴向移动实验结果Table 8 Double coils’axial movement experimental results

表9 双线圈负载变化实验结果Table 9 Double coils’load change experimental results

图19 双线圈负载变化传输效率Fig.19 Transmission efficiency of double coil when load change

5 结 论

1）当单一改变一个线圈的横向位置，另一个线圈位置不动时，副边线圈处在原边线圈中间位置时比在其他位置的传输效率高。

2）移动其中一个线圈的横向距离，另一个线圈不动时，会对另一个线圈的功率产生影响，即移动的线圈远离原边线圈中间位置时，另一个线圈上的功率会升高。

3）副边线圈的径向距离与原边线圈越远，系统的传输功率越小。

4）系统为SS的补偿结构，系统负载改变时，不会影响系统的谐振点。当只改变其中一个副边负载的阻值，系统的总体效率大致不变。

此外，通过线圈高效耦合设计，本文实现了近场无线电能的传输，在传输过程中功率始终保持在需要的范围内并且系统的传输效率较高。