微波电路射频端口VSWR调整方法分析

徐 晟，李心洁，刘永杰，裘健豪

(1.上海无线电设备研究所，上海201109;2.空军驻上海航天局军事代表室，上海201109)

0 引言

微波组件对外射频接口的电压驻波比(VSWR)是衡量外部设备与微波组件之间微波信号传输效率的指标。微波在不同介质中传输时，波的能量有一部分会被反射，反射波与传输波叠加后形成驻波。电压驻波比是指驻波电压峰值与电压谷值之比。最理想的情况是VSWR的值等于1，表示没有任何反射;如果VSWR的值大于1，表示有一部分波被反射。

微波组件内部大都以微带线作为微波传输介质，接口通常是高频同轴电连接器，两者或是通过焊接、或是通过金丝键合连接，在工艺上很难保证完全匹配，而且微带线的另一端一般与芯片金丝键合连接，由于不同组件使用的芯片各不相同，会造成在同轴电连接器端口的信号反射和反射大小的不一致，电压驻波比也会相应变化。

如果能在微波组件设计阶段就考虑VSWR的调整方式，通过理论计算，在微带主线与旁边片式电容间进行金丝键合，引入匹配要素，在组件调试过程中根据测得的接口VSWR数值，选择合适的片式电容与微带主线进行键合后，将VSWR控制在一个较低的值，有效减少微波组件的调试时间，同时增加调试稳定性。

1 组件接口特性

组件的射频接口与芯片之间的微波信号传输，通常是由微带线过渡的，示意图如图1所示。微带线与射频接口内导体的连接、微带线与芯片间金丝键合连接，都会导致互连的不连续性，从而引起组件接口处电压驻波比的恶化。

上述不连续性在组件装配完成后不可以再随意调整，如果装配后发现VSWR指标存在超差的情况，在不影响装配的前提下，在微带线旁边引入单片式电容，通过金丝键合线接入微带线，如图1所示。主动引入容性匹配以抵消上述不连续点(互连处)引起的接口VSWR变差的情况。

但是单片式电容的尺寸大小、金丝键合线的长度、单片式电容到互连处的距离都会对接口VSWR产生影响，如果单片式电容接入方式不对，反而会加剧VSWR指标恶化。下面对上述要求进行详细讨论。

2 单片式电容接入等效模型

基于单片式电容的VSWR调整电路结构示意图如图2所示。失配电路为模拟实际电路中的不连续性而引入，通过改变其尺寸，可以模拟射频端口测得的不同数值VSWR;微带线的宽度尺寸保证50Ω匹配性;引入单片式电容和金丝键合线，以增加参与电路匹配的电容值而减少对微波传输信号的相位影响;单片式电容面积直接反映了接入电容值，是主要调整参数;单片式电容与微带线之间的距离一般不作为变量，保证在一个数值，以两者间无较强耦合作用、金丝键合线不要过长为宜;金丝键合线接入微带线的键合点到失配电路的距离l1是调整VSWR参数的关键变量，不合适的l1值反而会对VSWR造成不利影响。

将图2的电路结构转换为物理模型，如图3所示。ZS为失配电路的特性阻抗，根据ZS可以算出VSWR值;Z0为微带线特性阻抗，一般为50Ω。

θ1是失配电路至金丝键合处的微带线的电长度，θ2是金丝键合处至芯片负载的微带线电长度。θ1=2πl1/λg，λg是微波信号在微带线上的传输波长可表示为[1]

式中：λ0为自由空间波长;h为微带线基片厚度;W为微带线导带的宽度;εr为基片的相对介电常数。

金丝键合线等效模型由与两边微带线的并联电容Ce、串联电感Lb、串联电阻Rb等组成[2-4]。

对自由空间中长度为l，直径为d的圆形金丝键合线，工作在频率f时，并联电容Ce为

电感Lb可表示为

串联电阻Rb的计算公式为

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式(3)～式(6)中：μ0为真空磁导率(μ0=4π×10-7H/m);μr为键合线的相对磁导率(对于金丝，μr=1);δ为键合线的趋肤深度;ρ为金丝键合线的电阻率。

Cp为单片式电容，其电容值计算公式为

其中，Cp1为单片式电容单极面积电容，计算公式为

式中：ε0为真空介电常数(ε0=1/36π×10-9F/m);A为单片式电容单极面积。

Cf为单片式电容的边缘电容，计算公式为[5]

式中：ltol为单片式电容边缘的周长;t为单片式电容金属铜箔的厚度。

3 VSWR调整电路计算

3.1 公式推导

由金丝键合线和片式电容组成的并联支节如图3所示，在电路中作为并联导纳：

式中：ω=2πf。

图3中从信号输入至芯片负载的级联网络的归一化ABCD矩阵为[6]

式中：zS=ZS/Z0，yB=YB/Y0，Y0为微带线的特性导纳。

将[aS]矩阵转换为[s]矩阵后，可以得到参数s11的幅值，于是可计算得出

3.2 计算实例分析

为验证单片式电容对VSWR的实际调整效果，设定各个参量值，对上述公式进行推导。微带线基片厚度h=0.127 mm、导带宽度W=0.38 mm、金属铜箔厚度t=0.018 mm、相对介电常数εr=2.2、特性阻抗Z0=50Ω;圆形键合金丝长度l=600μm、直径d=25μm;单片式电容长度为a、宽度为b;工作频率f=20 GHz。则计算针对不同的VSWR值，在电长度θ1处引入不同尺寸的单片式电容后，优化VSWR值。理论推导数据见表1。

表1 相同频率优化VSWR与片式电容尺寸、电长度关系

从表1可以看出，由阻抗失配电路引起的VSWR值偏大，可以通过在适当位置增加单片式电容得到很好的改善。在相同工作频率下，针对不同的VSWR值，通过公式(9)可以得到合适的单片式电容尺寸值和接入点与失配电路间的电长度。

如果VSWR值越大，参与调整的单片式电容尺寸就越大。这可以理解为，电路失配越厉害，需要进行补偿的电容值就越大。VSWR值的调整又与接入点与失配电路间的电长度有关，电路失配越厉害，补偿电容需离失配电路越近。

若假定VSWR值为2，针对不同的工作频率，计算优化VSWR值所需的单片式电容尺寸与电长度，理论推导数据见表2。

从表2可以看出，对于VSWR=2的原始值，补偿的单片式电容接入位置的电长度比较一致，都在65°～70°，因此VSWR值与电长度有明显的对应关系，具体数据参照表1。而随着频率的增大，参与补偿的电容值减小，即单片式电容的尺寸减小。

表2 不同频率优化VSWR与片式电容尺寸、电长度关系

将表1和表2中工作频率f=20 GHz、VSWR=2的单片式电容尺寸和电长度进行比较，可以发现两者略有差异。说明VSWR值调整方式具有一定的冗余范围，同时表明本文涉及的VSWR调整方法切实可行。

为验证上述方法的正确性，使用HFSS软件进行了仿真计算，仿真结果与理论计算具有很好的一致性。

4 结论

在微带线传输电路中，如果需要对VSWR指标进行调整，通过引入单片式电容进行匹配可以很好地达到预期效果。本文通过引入金丝键合线等效模型和单片式电容等效模型，在原失配电路中建立并联支节，计算其对调整VSWR指标的作用。该方法可以较好的用于微波组件调试生产过程，通过大量计算验证，也发现其有一定的局限性，即只有在VSWR值不大于3时，上述推导方法比较准确有效。