基于谐波抑制与补偿线技术的非对称Doherty功放设计

南敬昌，盛爽爽，胡婷婷，高明明

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院，辽宁 葫芦岛 125105)

基于谐波抑制与补偿线技术的非对称Doherty功放设计

南敬昌，盛爽爽，胡婷婷，高明明

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院，辽宁 葫芦岛 125105)

为了提高WiMAX信号下doherty功率放大器(doherty power amplifier，DPA)回退点的效率，提出一种基于谐波抑制和补偿线技术的非对称doherty功放(asymmetric doherty power amplifiers，ADPA)结构。该结构在传统ADPA结构的基础上，首先对主功放(carrier)和辅功放(peak)输出匹配电路加入2次、3次谐波电路进行匹配设计，减少晶体管漏极电压电流的重合；然后通过添加补偿线(offset line)的方式，改变carrier和peak的功率分配比，使得整体电路获得更高的效率和输出功率。基于上述谐波抑制和补偿线理论，设计了一款工作在3.4 GHz～3.6 GHz，增益约为13 dB的ADPA。实测结果表明，当饱和输出功率达到48.75 dBm，功率回退9.5 dB时，功率附加效率(power added efficiency，PAE)达到41.8%，5 MHz偏移量的相邻信道功率比(adjacent channel power ratio，ACPR)优于-35 dBc，10 MHz偏移量的ACPR优于-48 dBc。满足WiMAX基站对功放线性度和效率的要求。

谐波抑制；效率；非对称doherty功放

0 引 言

近年来，随着无线通信技术的发展，通信系统之间的耗能问题引起广泛关注。怎样通过提高通信系统中最耗能元件——功率放大器(power amplifier, PA)的效率来解决通信系统的耗能问题，已经成为工程设计人员的研究焦点。另一方面随着第4代移动通信(the 4th Generation mobile communication，4G)复杂的调制技术，对PA的线性度提出了更高的要求。而线性度的提高要求PA有更高的功率回退，即高峰均比情况下，使PA工作在线性区，从而达到在有限带宽内实现快速准确通信的目的[1]。然而效率和线性度又是相互矛盾的，经常通过牺牲线性度来换取更高的效率。目前的效率增强技术主要包括：包络分离和恢复技术(the envelope elimination and restoration，EE&R)，包络跟踪技术(envelope tracking，ET)，Doherty和异相功率放大器技术(linear amplification with nonlinear components，LINC)[2-4]。由于电路结构简单并且可以与数字预失真(digital predistortion，DPD)结合，使得在高效率的前提下获得高线性度，因此Doherty技术被业界广泛看好。虽然doherty功率放大器(doherty power amplifier, DPA)在效率上有着显著的优势，但是某种形式的校正或者线性增强技术需要对整个发射机进行设计，增加了设计的复杂度和成本。

文献[5]采用对称的DPA结构，仅在6 dB回退范围内获得高效率，无法满足LTE信号高峰均比的要求。文献[6]采用ADPA(asymmetric DPA)结构，但是在LTE信号下的效率较低。为了解决上述问题，本文在安捷伦公司的仿真平台ADS(advanced design system)上，通过对DPA的Carrier和Peak的输出匹配网络进行谐波抑制，在结构上添加4段对称的微带支节作为补偿线[7]，来调节主辅功放的分配功率比，从而达到提高整体电路效率和输出功率的目的。利用NXP公司的大信号晶体管模型blf6g38-25和blf6g38-50，设计了一款工作在3.4 GHz～3.6 GHz，增益约为13 dB，饱和输出功率大于75 W的新颖ADPA。实测结果表明在功率回退点9.5 dB时，功率附加效率(power added efficiency,PAE)达到41.8%，相邻信道功率比(adjacent channel powerratio,ACPR)等参数测试结果良好，验证了设计的正确性。

1 ADPA工作原理

由于传统DPA的主辅功放工作在不同的模式，实际输出功率并不相同；加之由于Peak牵引的不充分，导致Carrier的输出阻抗只能由高阻态(100 Ω)牵引到70 Ω左右，而不能达到低阻态50 Ω[8]。为了优化上述这些问题，ADPA便应运而生。ADPA主要包含下面几类：1)相同功放管但主辅功放输出功率不同；2)主辅功放漏极电压偏置不同；3)选用的功放管不同，输出功率也不同，即主功放采用小功率管，而辅功放采用大功率管[9]。本文采用的是不同功放管不等功率输出与不等漏极偏置电压的联合ADPA。

在DPA设计中，功放管的跨导通常等效为受控电流源， 其等效模型如图1所示，2个电流源均视为线性电流源[10]。

图1 DPA的等效模型Fig.1 Equivalent model of DPA

同时文献[10]也给出了Carrier饱和电流值icritical和Carrier最大电流值ic_max之间的关系γ如(1)式。

(1)

设Carrier的饱和输出功率为PC(W)，Peak的饱和输出功率为PP(W)，则γ也可以表示为

(2)

则功率回退量α和γ的关系如(3)式。

(3)

对于经典对称的Doherty功放，由于主辅功放的输出功率相同，可以得到γ=2，α=-6。当γ>2时，则为ADPA。而在实际的功放设计过程中，可以根据功率回退的要求来确定γ，通过选取功率适当的晶体管，来完成ADPA功放的设计。

根据有源负载牵引理论，在γ已知的情况下，可以分别得到主功放和辅功放在不同状态的输出阻抗ZC和ZP

(4)

(5)

根据前面的理论推导，可以画出γ=2时DPA的主功放和辅功放的电压、电流及功率的曲线，如图2、图3所示。

图2中，ξ表示回退因子，ξ的取值为0<ξ<1。当ξ=0时，表示最大功率回退为6 dB；当ξ=1时，表示输入功率最大。

图2 DPA电压电流曲线Fig.2 DPA voltage and current curve

由于本文所设计的DPA工作在WiMAX信号下，要求功率回退量在9.5 dB左右，取γ=3，从而可以确定主辅功放的饱和输出功率之比为1∶2。本文所设计的DPA饱和输出功率为75 W，Carrier选取输出功率为25 W的LDMOS(laterally diffused metal oxide semiconductor)管，Peak选取输出功率为50 W的LDMOS管。根据有源负载牵引理论，对本文DPA小功率输出、中功率输出和高功率输出3个工作状态进行简要说明。在输入功率较小时，DPA工作在小功率输出状态。此时Carrier开启，输出阻抗为150 Ω；而Peak关闭，其输出阻抗为∞。随着输入功率的增加，DPA由小功率改变成中功率输出状态。此时Carrier达到饱和，Peak开始工作，输出阻抗由小功率状态下的∞以递减的方式逼近25Ω。由于受到Peak的牵引作用，Carrier的输出阻抗由150 Ω向50 Ω递减。随着输入功率的进一步增加，主辅功放输出功率达到饱和，DPA达到高功率输出状态。此时Carrier的输出阻抗为50 Ω，Peak的输出阻抗为25 Ω。功分器采用3 dB的耦合器来代替。电路示意图采用文献[11]的绘制方法给出，如图4所示。

图3 DPA功率曲线Fig.3 Power curve of DPA

图4 DPA电路示意图Fig.4 Schematic diagram of DPA circuit

2 谐波抑制理论

逆F类功率放大器(inverse class F power amplifier,IFPA)通过控制输入输出端的匹配电路，让漏极阻抗对奇次谐波短路且对偶次谐波开路，使电压电流波形不重叠，从而达到提高效率的目的。因此，本文采用IFPA结构，通过谐波抑制理论来控制DPA主辅功放输出端的匹配电路以获得高效率。理论上可以通过谐波抑制使得功放的效率达到100%。但是在实际的操作过程中，一般只对2次、3次谐波进行抑制。究其原因是对更高次的谐波进行抑制需要更加复杂的电路结构，增加了电路的设计难度和设计成本；另外通过对更高次的谐波抑制进行数据分析，可以看出效率增加的并不明显。在设计之初，通过对PA的输入端进行谐波抑制，得到的仿真结果显示效率无明显增加。加之考虑到设计的复杂度以及晶体管的大小和微带线的损耗等因素，本文只对晶体管的输出进行谐波抑制。其谐波抑制网络如图5所示。

图5 谐波抑制网络Fig.5 Harmonic suppression network

由于晶体管存在着众多的寄生参数，如果只是把理论推导的电路结构加在晶体管的两侧，达不到谐波抑制的效果。因此本文在考虑寄生参数[12]的基础下，对匹配电路进行设计，以求获得更好的性能。

在图5中，支节TL4的电长度为λ/12，其3次谐波3f0在A点的阻抗值接近于0，为3次谐波在A点提供短路的条件。当A点的3次谐波短路时，在低阻抗支节TL1，TL3以及寄生参数的共同作用，漏极输出阻抗ZD的表达式为

(6)

为了使漏极的输出阻抗对3次谐波起短路的效果，对(6)式进行化简， 得到(7)式

(7)

因为支节TL1的低阻抗特性，TL2支节不会对B点右面的电路产生影响。在λ/4的TL2支节作用，在B点的阻抗值接近于0，为二次谐波在B点提供短路的条件。当B点二次谐波短路时，在支节TL1以及寄生参数的作用下，漏极输出阻抗表达式为

(8)

为了使漏极输出阻抗对2次谐波呈现开路的形式，对(8)式进行化简，得到(9)式

(9)

在θ1和θ2已知的情况下，联立(7)式和(9)式，可以求得支节TL1和TL3的特性阻抗。同时TL2也作为漏极偏置的一部分。此外，TL1支节的特征阻抗是由晶体管引脚的宽度决定的，在实际的设计中应该考虑这一因素。当然，在设计过程中也可以通过添加ADS自带的MTAPER型微带线来完成。这是一种具有平滑连接效果，同时可以连接不同宽度微带线的渐变宽度微带线，见整体电路11图。

对谐波抑制网络进行仿真，结果如图6所示。图6的仿真结果为漏极输出阻抗。从仿真结果的Smith圆图可知，m1点位于阻抗的短路点，m2点位于阻抗的开路点。此外，图6可以准确地读出m1和m2的值。如表1所示，该仿真结果验证了上述理论的正确性。

图6 漏极输出阻抗仿真结果Fig.6 Simulation results of drain output impedance

m1m2频率10.5GHz7.0GHz阻抗(Ω)2.205E-10-j1.137E-151.659+j10.000E5

3 谐波抑制的ADPA功放设计

为了验证输出端的谐波抑制对ADPA的效率和输出功率是否改善，本文对工作频率为3.4 GHz～3.6 GHz，回退量为9.5 dB的ADPA进行设计。采用NXP公司的晶体管仿真模型blf6g38-25和blf6g38-50，大大缩短了设计周期。

3.1 静态工作点的选择

根据NXP公司所给出的数据手册，首先对Carrier和Peak的静态工作点进行设计。由于Carrier和Peak的设计过程类似，故只对Carrier设计进行说明。所谓的静态工作点即在无激励的情况下，通过对静态特性的仿真，得到晶体管的直流偏置电压。一般DPA的Carrier和Peak工作在AB类和C类。在漏极偏置VDS为28 V时，对栅极电压VGS进行扫描，如图7所示。从仿真结果可知，当Carrier工作在AB类时，VGS=2.25 V，漏极电流iDS=228 mA。

图7 栅极电压扫描曲线Fig.7 Grid voltage scanning curve

3.2 匹配电路的设计

确定Carrier的静态工作点之后，需要进行直流偏置设计，来保证其静态工作点的恒定。接着利用ADS自带的Loadpull和Sourcepull模块进行负载牵引和源牵引，确定最佳的输入输出阻抗。经过反复多次的多谐波双向牵引，得到最佳的输出阻抗为(7.57+j×0.79)Ω，最佳输入阻抗为(18.08+j×35.07)Ω。

通过共轭匹配方法，对最佳输入输出阻抗进行匹配电路设置。如图8所示

图8 匹配电路设计Fig.8 Matching circuit design

在图9的仿真结果中，dB(S(1,1))表示理想微带线的仿真曲线，dB(S(3,3))表示实际的微带线仿真结果。从图9中可以看出无论是理想的微带线还是实际的微带线，输入输出匹配网络的回波损耗都小于-30 dB。图9b和图9d为输入输出匹配网络插入损耗，从图9b和图9d可以看出损耗接近于0。上述仿真结果显示匹配效果良好，符合设计要求。

图9 匹配电路仿真结果Fig.9 Matching circuit simulation results

3.3 Carrier谐波抑制及PAE仿真结果

图10a为Carrier的谐波与输入功率的关系变化曲线。图10a中显示2次和3次谐波均在0 dBm以下且与基波相差在60 dBm左右，谐波抑制效果良好。图10b为功率附加效率与输出功率的关系变化曲线。从图10b中可以看出输出功率为44 dBm时，功率附加效率达到最大值66%。图10的仿真结果显示，在2次和3次谐波得到很好抑制的情况下，功率附加效率得到明显改善。

3.4 整体电路的优化

Carrier和Peak设计完成之后，通过DPA的特定结构，即利用功分器和两段起阻抗变换和耦合作用的λ/4波长微带线把Carrier和Peak连在一起。本文在此基础上添加了Offset line，电路图如图11所示。

图10 Carrier的谐波抑制及PAEFig.10 Carrier harmonic suppression and PAE

图11 ADPA整体电路Fig.11 ADPA integrated circuit

DPA并不是纯粹的把Carrier和Peak连接在一起就可以正常工作，由于晶体管本身以及匹配电路存在着不理想的因素，使得整体电路连接好之后还要进行优化。通过分别对Carrier和Peak添加前置延迟线和输出补偿线使整体功放正常工作。理论上通过调节图11中4段对称微带线长度，可以使DPA得到更好的性能。Carrier的前置延迟线主要是用来调节两路相位，减小Carrier对Peak的影响，经过反复优化，得到前置延迟线的长度为10 mm；Carrier的输出补偿线是用来对负载进行调制的，使Carrier在小信号输入时输出阻抗达到150 Ω，提前进入饱和，输出补偿线经优化后的长度为8.5 mm。Peak的前置延迟线和输出补偿线是用来调节小信号输入时的阻抗，通过调节使得Peak的输出端口开路，降低Carrier向Peak的功率泄露，进而可以提高整体电路的效率。经过优化后，Peak的前置延迟线和输出补偿线分别为14 mm和3 mm。另一方面，采用这4段对称的微带线结构，通过优化其长度，达到调节输入功率对Carrier和Peak的功率分配，使Carrier和Peak分配到最佳功率，进而提高效率。

3.5 主辅功放电压电流关系

图12为Carrier和Peak输出电流、电压曲线，从图12a中可以看出在输入功率为27.5 dBm的时候，Peak开启，此时的电流是37 mA，表明Carrier向Peak泄露的电流很小，有利于提高整体功放的效率。再结合图12b可以看出，在Peak开启时，Carrier已经达到饱和，这样可以很好地提高Doherty功放在回退点的效率。由于选取的Carrier和Peak的输出功率为1∶2，而最终的输出电压相同，如图12b所示，则Carrier和Peak的输出电流即为1∶2，如图12a所示，验证了理论的正确性。另外结合图12b中的Peak电压曲线，在输入功率为38 dBm时，Peak达到饱和，提高了DPA在回退点的功率。

4 实物及测试结果

设计的谐波抑制ADPA板材采用厚度为0.8 mm，介电常数为2.65的高频F4B板。为了保证电路的充分接地，减少环路电流和回路电感，射频电路板和走线周围添加了一定数量的金属接地孔。此外，这些金属接地孔有利于屏蔽信号之间的干扰。为了达到良好的散热效果，一方面在PCB下方添加散热器，使之完全接触；另一方面在PCB四角添加螺丝孔，这一做法同时也达到了固定PCB的效果。由于在晶体管blf6g38-25和blf6g38-50的位置进行了挖槽处理，为了避免晶体管悬空，在焊接时垫了适当厚度的铜片，保证与散热器的充分接触。实物如图13所示。

图14为测试设备，主要由功率计、频谱分析仪、信号源和衰减器等组成。图15为小信号增益的仿真和测试结果。图15中结果显示仿真增益为13 dB，实测结果在10.5 dB左右。主要是由于微带线的损耗及电容的误差和焊接等造成的。此外，实测结果的增益平坦度小于±0.5 dB，实现了整个频带范围内的良好匹配。

图12 Carrier和Peak输出电压电流曲线Fig.12 Output voltage current curve of Carrier and Peak

图13 基于谐波抑制的DPA实物图Fig.13 Picture of DPA based on harmonic suppression

图16为功率附加效率和大信号增益的仿真和测试结果。实测结果显示在功率回退9.5 dB处效率达到41.8%，峰值效率达到48.2%。大信号增益在输出功率40 dBm左右时相对平滑，由于Peak工作在C类，使得增益急剧下降。图17为相邻信道功率比的测试结果。在整个功率回退范围内，5 MHz偏移量的ACPR低于35 dBc，10 MHz偏移量的ACPR低于48 dBc。

图14 测试设备Fig.14 Testing equipment

图15 小信号增益结果Fig.15 Small signal gain

图16 PAE和大信号增益仿真和测试结果Fig.16 PAE and large signal gain simulation and test results

表2给出了已发表论文测试结果和本文结果的比较。从表2中可以看出，由于对Carrier和Peak的2次、3次谐波进行抑制，使得F类和F-1设计的DPA在功率回退点处的效率得到明显提升。此外，通过调整栅极电压以及对Carrier和Peak进行微带线补偿也可提高回退点效率。另外文献[12]和[13]采用的是高性能高价格的GaN晶体管，一般应用在军事领域。

图17 ACPR测试曲线Fig.17 ACPR test curve

RefFreq·/GHzPout/dBmPAE/%powerreturn/dBClass[13]2.657.3487F-1[14]3.546507F[15]0.8548.8286AB-CThiswork3.548.7541.89.5F-1

5 结束语

本文设计了一款工作在WiMAX频段的ADPA，并在ADPA结构的基础上添加补偿线，通过改变补偿线的长度对主辅功放的功率分配比进行调整，使得主辅功放获得最佳的输入功率，并采用对主辅功放输出匹配电路进行谐波抑制的方式来提高整体电路的效率和输出功率。实测结果表明在功率回退点的效率达到41.8%，饱和输出功率达到48.75 dBm，5 MHz偏移量的ACPR优于-35 dBc。和近年来已报道的论文相比，本文所设计的功放在效率得到改善的同时，依然保持很好的5 MHz偏移量的ACPR值。满足WiMAX频段功放的要求。

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(编辑：张 诚)

DesignofADPAbasedonharmonicsuppressionandcompensationline

NAN Jingchang, SHENG Shuangshuang, HU Tingting, GAO Mingming

(School of Electrics and Information Engineering, Liaoning Technical University, Huludao 125105, P.R.China)

In order to improve the efficiency of the Doherty power amplifier (DPA) at the back off point in the WiMAX signal, this paper proposes an asymmetric Doherty power amplifier (ADPA) based on harmonic suppression and offset line technology. Based on the traditional asymmetric Doherty power amplifier design, the output matching circuit of the Carrier and Peak is designed with second or third harmonic circuit matching in order to reduce the coincidence between the drain voltage and current at the transistor; The power allocation ratio is optimized by adding in Offset line to improve the efficiency and output power performance. Based on the theory of harmonic suppression and offset line, this paper proposes an asymmetric Doherty power amplifier with a gain of about 13dB, which operates at 3.4～3.6GHz. The experimental results show that when the saturation output power reaches 48.75dBm and the power return amounts 9.5dB, power added efficiency (PAE) is 41.8%, the 5MHz offset of adjacent channel power ratio (ACPR) is better than -35dBc and the 10MHz offset of ACPR is better than -48dBc. The design satisfies the requirements of WiMAX base station on the linearity and efficiency of power amplifier.

Harmonic suppression; efficiency; asymmetric Doherty amplifier

s：The National Natural Science Foundation of China (61372058)；The Key Laboratory Projects of Universities in Liaoning Province(LJZS007)

TN722

A

1673-825X(2017)05-0679-09

南敬昌(1971-) 男, 河南滑县人,教授,博士,博士生导师，研究方向为射频电路与系统,信号处理与信息编码,通信系统仿真等。E-mail: 185900838@qq.com。

盛爽爽(1994-)男，安徽宿州人，硕士研究生，研究方向为射频微波电路系统及功放模块设计。E-mail: 778722325@qq.com。

胡婷婷(1993-)女，辽宁鞍山人，硕士研究生，研究方向为射频功放模型与仿真技术。 E-mail: 1154239916@qq.com。

高明明(1980-)女，内蒙古人，博士，副教授，研究方向为无线通信，射频微波电路建模仿真技术。E-mail: 594804195@qq.com。

2017-05-28

2017-09-25

盛爽爽 778722325@qq.com

国家自然科学基金(61372058)；辽宁省高校重点实验室项目(LJZS007)

10.3979/j.issn.1673-825X.2017.05.015