电动汽车充电机前级整流系统控制研究

尹军，党超亮，刘朝阳，王颖

（1.西安理工大学自动化学院陕西 西安 710048；2.北京朗晟开关设备有限公司 北京 100076）

电动汽车充电机前级整流系统控制研究

尹军1，党超亮1，刘朝阳2，王颖2

（1.西安理工大学自动化学院陕西 西安 710048；2.北京朗晟开关设备有限公司 北京 100076）

随着大数据时代与电动汽车的快速发展，对安全可靠的高压直流供电系统的需求日益迫切。在简要分析三相桥式电路的基础上，针对传统电流内环采用单PI控制时难以实现对交流信号无静差跟踪且难以抑制网侧电压谐波污染等问题，分别设计采用了引入电压前馈的多重QPR控制策略与重复控制抑制网侧电流谐波并提升整机效率，给出了详细的理论分析与参数设计方案。为进一步验证文中控制策略的有效性，构建了完整的仿真模型与样机平台。结果表明：设计采用的控制策略性能良好，有效降低了网侧谐波污染，便于数字实现，且系统动态性能良好，具有较强的工程指导意义。

并网整流器；准比例谐振；重复控制；谐波抑制；单位功率因数

随着大数据时代、电动汽车、直流微网的快速发展，现代工业对于安全可靠的大功率充电设备的需求日益迫切［1-3］，然而传统的低压供电系统与不间断式UPS在系统安全性、效率与成本方面越来越难以满足现代生产需要。高压直流供电装置通常由前级整流装置与后级DC-DC组合而成，前级整流系统控制性能的优劣直接影响到整机效率［4-5］。目前前级常用的有三电平NPC整流与全桥整流系统，三电平NPC整流器控制较为复杂且存在中点平衡等问题，因此文中选用三相桥式整流电路。

文献［6］提出并采用了三相PWM整流器的无源控制策略，然而这种控制方案网侧谐波含量较大且控制器设计复杂；文献［7］构建了基于PI与重复控制策略的三电平PWM整流系统，然而文中仍缺乏详细的理论分析与实验验证；文献［8］构建了基于模型预测的三相整流器控制，然而模型预测算法对于处理器的性能要求较高，且由于计算与控制延时所带来的不利影响对网侧电流质量提出了较大挑战，因此目前在实际应用中仍有一定局限。此外目前常用的基于dq解耦的并网整流器控制策略，在低频时耦合项的影响难以忽略，即dq并非完全解耦，低频带耦合项的影响较容易导致系统超调且难以抑制网侧电压谐波污染［1］。

除了上述传统的控制策略外，大量的非线性控制方法也被广泛应用［9］，然而在进行实际系统设计时，由于开关器件死区影响、电网电压扰动等因素，往往导致交流网侧电流质量恶化，如何进一步提升网侧电流质量具有重要意义。

文中在详细分析桥式电路工作机理的基础上，构建了完整的三相桥式PWM并网整流侧仿真模型与样机平台，其中电流内环分别采用QPR与重复控制策略，并进行了仿真分析与实验验证。文中给出了详细的理论分析与控制系统设计原则，构建了完整的系统仿真；在理论分析的基础上构建了完整的实验样机模型并进行了实验分析。结果表明文中提出并采用的控制策略控制性能良好，可有效改善电流波形、降低电流谐波，同时动静态特性优良。

1 三相桥式整流器数学模型

文中采用的三相三电平PWM整流器的电路拓扑如图1所示。

图1 三相PWM整流器拓扑Fig.1 Circuit of three-phase PWM rectifier

图1中，usa，usb，usc分别为三相交流输入电网电压，Lm（m=a，b，c）为抑制高次谐波的升压电感，Rn（n=a，b，c）为升压电感的等值内阻，VT1～VT6为由MOSFET管构成的桥式开关管，C为直流侧储能电容；R为系统负载［10-11］。

假设电路中开关管均为理想器件，整流器开关函数分别为Sa，Sb，Sc，根据电路拓扑可知，abc三相坐标下三相VSR整流器数学模型可表示为

2 控制策略

文中设计并采用电压PI外环与电流内环构成的双环控制结构，其中电压外环PI控制一方面稳定直流侧的电压，另一方面实现单位功率因数控制。对于三相交流对称系统，只考虑交流基波分量时，电流给定参考信号均为交流分量，采用传统的PI控制难以实现无静差跟踪，文中设计采用了多重QPR控制策略，其中电流内环通过调节电感电流，实时跟随输入电压的波形变化，确保网侧交流电流动态跟踪的快速性。双环控制结构框图如图2所示。

图2 控制系统原理框图Fig.2 Principle block diagram of control system

图2中，直流电压外环采用PI控制维持直流电压稳定，电压外环输出经过锁相作为网侧电流给定Iref，电流内环经过QPR调节实现对三相交流参考电流的实时跟踪，QPR输出信号与载波Um比较得到开关函数信号。其中电压外环PI控制器用来稳定直流侧输出电压，使其快速跟随参考电压Uoref，电压外环PI控制器的输出决定了输入电流的均方根值。

2.1 电流内环参数设计

控制器参数的合理选择对于性能指标非常重要，为使系统具有良好的动态与稳态性能，结合系统数学模型给出QPR控制器参数设计的一般规律。

采用的准比例谐振（QPR）控制器表达式为

式中：ω0为谐振频率；ωc为截止频率；Kp为比例增益；KR为积分增益。

其伯德图如图3所示。

图3 QPR与PR控制器波特图Fig.3 The bode of QPR and PR controller

从图3可以看出，准比例谐振控制器既能保持PR控制高增益的优点，又增大了带宽，减小由电网频率偏移带来的影响。

采用电压前馈与QPR复合控制器的电流内环传递函数框图如图4所示。

图4 电网电压前馈控制策略框图Fig.4 The control block diagram of power voltage with feed-forward control

当开关频率足够高时，换流器可等效为比例环节，此时

从式（3）可以看出，让ug(s)项趋向于0，即可实现电压前馈对电压扰动的抑制。在满足上述等式后，电流给定信号为

从ix(s)可以看出，加电网电压前馈策略后，系统特征方程未变，其稳定性能与未加电网电压前馈时一致。

为比较传统PI与QPR控制策略在跟踪交流信号的性能，给出采用传统PI控制时参数设计原则。

三相PFC的开关频率为14 kHz，所以选取电流环的穿越频率为3 kHz，当补偿网络的零点设在穿越频率处时，则补偿后的电流环传递函数的相位裕度为45°，考虑到数字采样延时，将补偿网络的零点设定在1.5 kHz处。根据以上条件，可以列出如下方程：

其中，PWM环节的作用是调制出与给定电压等效的电压，因此其等效增益Kpwm应取为1；Tpwm为数字信号采样及PWM环节的等效延时，通常取为开关周期Ts的1.5～3倍。

结合图4可得电流内环采用QPR控制时的开环传递函数表达式为

首先确定比例增益KP，则假设积分增益KR为0，电流内环开环传递可简写为

主电路进线电感La=Lb=Lc=1.0 mH；采样周期Ts为 1/14 000 s。

为比较PI与QPR控制对于交流信号的跟踪精度，QPR中比例增益与积分增益和PI保持一致，可以得到电流内环在上述不同控制策略下闭环幅频特性曲线。

电流内环采用不同策略时，闭环传递函数幅频特性曲线如图5所示。

图5 电流内环采用不同策略时闭环传函幅频特性曲线Fig.5 The frequency characteristics of the closed⁃loop transfer function with different control

图5a、图5b分别为采用QPR与PI控制时电流内环闭环传递函数幅频特性曲线。可以看出，采用QPR控制时在基波处增益-0.003 76 dB、相位误差-0.061 4°，电流内环采用QPR控制器时稳态误差和相位差较PI更小，且准QPR控制器在基波及各次谐波附近的增益和相位差变化不大，可较好地适应网压波动。

截止频率ωc影响PR带宽，截止频率参数的合适选择可以有效地抑制外部扰动。根据国标规定，电网频率应保持在（50±0.5）Hz，则控制器在49.5 Hz与50.5 Hz处增益应不小于90，即

2.2 电压外环参数设计

图6为电压外环的控制框图。其中电压惯性采样时间常数为Tev，根据双环控制理论可知，电压外环的输出是网侧电流的峰值，保证直流母线电压的稳定。

图6 电压外环控制简化框图Fig.6 Simplify structure of voltage outer loop

由于电流内环的响应远快于电压外环，可用一阶惯性环节代替。同时忽略负载电流干扰，可得电压外环的开环传递函数：

式（11）可转化成1个典型的二阶系统进行处理，同时定义电压的中频宽度hv为

按照工程最佳的设计方法有：

为保证电压外环抗干扰性和跟随性。电压外环的中频带宽hv∈［5，10］，可以得到电压外环的PI计算公式：

2.3 多重QPR谐波补偿

如何进一步抑制甚至消除谐波分量是需重点考虑的问题。为减小甚至消除网侧电流主要存在的5，7，11次谐波，分次谐波并联QPR补偿器方程为

式中：kni,ωni分别为各次谐波补偿积分系数与截止频率，n=5，7，11。

图7为分次谐波补偿系统伯德图。从图7可以看出，采用QPR控制的谐波补偿器只在各自谐振频率附近产生谐振，其余谐振频率不产生谐振且各次谐波间影响很小，故电流内环引入分次谐波并联QPR补偿器可以抑制网侧电流谐波，同时并不会影响基波跟踪效果。

图7 多重QPR谐波补偿系统伯德图Fig.7 Bode of parallel QPR compensation.

3 仿真与实验结果分析

3.1 仿真结果分析

为验证文中控制策略的可行性，在上述理论分析的基础上构建完整的系统仿真模型，其中针对电流内环分别采用多次QPR控制器、PI与比例重复控制策略进行了必要的仿真分析。文中仿真均考虑了网侧电压谐波污染，为便于观察，仅给出单相网侧电流波形并将网侧电流量值放大10倍。

系统仿真分析中所涉及的主要参数为：交流侧输入电压AC 380 V（实验中使用三相调压器模拟电网电压）；交流侧电感1 mH；纯阻性负载100 Ω；采样频率14 kHz；直流侧给定电压DC 700 V。

系统仿真结果如图8所示。

图8 稳态运行时，网侧电流波形Fig.8 The grid⁃current waveforms when works in steady state operation

由图8可以看出，网侧电压电流实现了单位功率因数接近1的控制，此时注入电网的无功功率分量为零。

图9为系统阻性负载突变时网侧输出波形，可以看到阻性负载突变时三相电流抗扰性良好，可快速达到稳态，直流侧输出电压稳定，仿真结果表明系统抗扰性良好，响应快速。

图9 阻性负载突变时，网侧电流波形Fig.9 The waveforms of grid-current when the load changes

3.2 实验结果分析

为进一步验证控制策略的正确性，研发了电动汽车前级PFC整流系统实验平台，主控芯片采用TMS320F28335，IGBT驱动采用MAST5-6A专用驱动模块；开关频率10 kHz，网侧电感1 mH，给定交流输入电压100 V，直流输出电压200 V时进行了实验验证分析，实验结果如图10所示。

图10 采用文中控制策略时系统输出波形Fig.10 The output waveforms with the proposed stagey

由图10可以看出，整流时输入变流器的电流基本为三相对称正弦波，电流相位与三相调压器的线电压基本一致，采用文中控制策略后，网测电流波形质量得到较大改善，电流THD由6.72%下降至4.72%。而引入重复控制后，电流THD基本与多QPR策略相当，有效降低了控制算法的冗繁性。

图11为阻性负载突变时直流电压与网侧电流输出波形，当阻性负载突变时直流侧电压脉动小，网侧电流经单周期后系统快速达到稳定，网侧电压电流依然呈同相位，鲁棒性优良，抗扰性良好。

图11 负载突变时，系统输出波形Fig.11 The output waveforms when the load changes

4 结论

在详细分析三相三线桥式整流器工作原理的基础上，分别构建了电流内环QPR、比例重复控制器，结合数学模型给出了详细的理论分析与参数设计原则。

仿真与实验结果表明：采用文中控制策略的系统抗干扰性强，同时与多重QPR相比，文中重复控制通过对误差和干扰进行周期性的调节和抑制，提高了系统的稳态跟踪精度，在较低的开关频率及滤波电感下减小输入电流谐波，控制效果良好，三相输入电压电流基本保持同相位，实现了单位功率因数，有效提升了系统整体性能，具有良好的工程实用价值。

［1］张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制［M］.北京：机械工业出版社，2003.

［2］张东升，张东来，王陶，等.三电平整流器的PFC及中点平衡控制方法［J］.电工技术，2009，24（10）：81-86.

［3］陈州.基于DSP的三相高功率因数整流器的研究［D］.广州：广东工业大学，2014.

［4］Antoniewicz P，Kazmierkowski M P.Predictive Direct Power Control of Three-phase Boost Rectifier［J］.Bulletin of the Pol⁃ish Academy of Sciences，2006，54（3）：287-292.

［5］Hadian ASR，徐殿国，郎永强.一种PWM整流器直接功率控制方法［J］.中国电机工程学报，2007，27（25）：78-84.

［6］王久和，黄立培，杨秀媛.三相电压型PWM整流器的无源性功率控制［J］.中国电机工程学报，2008，28（21）：20-25.

［7］赵涛，王吉虎，黄家才，等.基于PI和重复控制三相并网逆变器的设计［J］.电力电子技术，2015，49（1）：20-22.

［8］郑征，张子伟.基于预测控制的PWM整流器控制策略研究［J］.电力电子技术，2015，49（6）：29-32.

［9］苑晓壶，荆龙，梁建钢，等.无电网电压传感器的三相PWM整流器控制［J］.电力电子技术，2015，49（1）：20-22.

［10］Mojgan Hojabri，Abu Zaharin Ahmad，Arash Toudeshki，et al.New Current Control Concept-minimum Time Current Control in the Three-phase PWM Converter［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1997，12（1）：124-131.

［11］Cheng K W E，Wang H Y，Stanton D.Adaptive Directive Neu⁃ral Network Control for Three-phase AC/DC PWM Converter［J］.IEEE Proceedings Electric Power Applications，2001，148（5）：425-430.

Control Research of Electric Vehicle Charging Station Front⁃end Rectifier System

YIN Jun1，DANG Chaoliang1，LIU Zhaoyang2，WANG Ying2
（1.The School of Automation and Information Engineering，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China；2.Beijing Langsheng Electronic Equipment Co.，Ltd.，Beijing 100076，China）

With the fast development of communications，electric vehicle（EV）charging station and computer industry，the demand for safe and reliable operation of power supply system is becoming more and more urgent.On the basis of the working principle analysis of three-phase PWM grid rectifier，the traditional PI control strategy can only realize tracking DC signal with no difference，but it has major drawbacks in AC signal and is hard to restrain the grid current harmonic pollution.PI repetitive compound control and multi-QPR harmonic controllers in the current inner loop were adopted to effectively reduce the harmonic pollution and improve the whole efficiency，theoretical analysis was detailed and design were given out.To test and verify the feasibility of the control strategy，complete simulation model and experimental platform were further built.The experimental results show that the design and the control strategy can effectively improve the system performance，the input current THD get improved significantly，the control strategy is simple and easy realized in the digital control，provides an important reference for the design of PWM grid-connected rectifier.

grid-connected rectifier；quasi proportion resonant controller；repetitive compound control；harmonic suppression；unitpowerfactor

TM315

A

10.19457/j.1001-2095.20170611

2016-04-29

修改稿日期：2016-09-19

尹军（1978-）男，讲师，Email：yyinjun@xaut.edu.cn