一种新型PWM整流器改进控制方法及其快速性研究

李景灏，尹忠东，冯寅，张碧涵

（华北电力大学电气与电子工程学院，北京 102206）

一种新型PWM整流器改进控制方法及其快速性研究

李景灏，尹忠东，冯寅，张碧涵

（华北电力大学电气与电子工程学院，北京 102206）

三相PWM整流器一般采用基于dq坐标系的双闭环控制策略。在这种方法下，有功电流响应速度受制于VSR交流侧电压的可控范围。已有文献提出利用动态过程中无功电流提高系统动态响应速度的改进方法。通过深入研究，指出了现有改进方法存在的问题，对解耦补偿项进行了调整，并提出一种增加VSR交流侧电压稳态值作为控制指令补偿项的新方法。仿真结果表明，提出的方法不仅进一步优化了系统动态性能，且减少了系统动态性能对调节器参数的依赖，是一种实用的新方法。

PWM整流器；无功电流；解耦补偿；动态响应；调节器参数

三相PWM整流器具有功率因数可控、能量可双向流动、输入电流畸变率低等优点，得到了越来越广泛的应用［1］。

目前获得广泛应用的是基于d-q同步旋转坐标系的电压、电流双闭环控制。该方法由直流电压外环和有功、无功电流内环组成。具有动态响应快、稳态性能好、自身有限流保护能力等优点，因而获得广泛应用。

传统方法中有功电流的响应速度取决于变换器交流侧电压，若要获得足够快的响应速度，交流侧电压应有足够大的可控范围。然而，交流侧电压的可控范围不可避免地受到直流侧电压的制约。在某些应用场合，如地铁列车再生制动时，系统由整流运行状态突变至有源逆变运行状态，由再生制动产生的能量会使得直流侧电压升高［2］。如果电流环响应不够快，可能导致直流侧电压产生很高的过冲。

文献［3］研究了负载电流前馈控制方法，该方法将负载电流视为外部干扰信号，在指令电流处对负载扰动进行了补偿，较好地抑制了直流侧电压的波动，但这种方法需要增加负载电流传感器，增大了系统成本；文献［4］研究了基于VSR离散数学模型的无差拍预测电流控制方法，无差拍方法电流响应较快，但其控制电压指令依赖于系统参数，实用性受到限制；文献［5］基于最优控制理论，考虑了电压限幅，在理论上得到了PWM整流器的时间最优控制方法，但该方法仍高度依赖系统精确参数，难以实用化；文献［6］分析了动态过程中直流侧电压限制电流响应速度的原因，提出在暂态过程中短时加入无功电流以提高响应速度的方法，是一种较好的思路；文献［7］将该方法与负载电流前馈控制结合起来，进一步改善了系统动态性能。上述文献都只是在传统双闭环方案基础上改变了无功给定，相关研究仍然不够深入，有进一步讨论的必要。

1 传统双闭环控制方法及其动态性能

1.1 PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器拓扑如图1所示。

图1 三相电压型PWM整流器拓扑Fig.1 The topology of three-phase voltage source PWM rectifier

在同步旋转d-q坐标系下，三相PWM整流器的数学模型为

式中：eq,ed为电网电压的q，d轴分量；uq,ud为整流器交流侧电压的q，d轴分量；iq,id为电网电流的q，d轴分量；ω为电网角频率；R,L分别为交流侧输入电阻、电感；udc为直流侧电压；C为直流侧电容；RL为负载等效电阻。

三相PWM整流器功率计算公式为

若将电网电压定向于q轴，有：

式中：Em为电网电压幅值。

考虑式（3），则功率计算公式可简化为

由式（4）可看出，在电网电压定向下，通过控制iq,id,即可实现对有功、无功功率的独立控制。

1.2 传统双闭环控制方法

在传统双闭环控制方案中，通过控制整流器交流侧电压uq,ud实现对iq,id的控制。由式（1）可以看出，三相PWM整流器在d-q坐标系下的数学模型存在d，q轴变量的耦合，为此，传统双闭环引入实时检测的iq,id,与系统电抗构成解耦补偿项，以消除d，q轴控制作用的相互影响，实现电流的解耦控制。为了消除电网电动势的扰动，引入了前馈补偿。采用PI调节器时，uq,ud的控制方程设计为

式中：Kip,Kii为电流环PI调节器参数。

i*q由直流侧电压调节器输出给定，即

式中：Kup,Kui为电压环PI调节器参数。

i*d为无功电流给定值，一般设为0，即

得到传统双闭环控制方案的结构框图，如图2所示。

图2 传统双闭环方案控制框图Fig.2 The block diagram of traditional dual close loop control method

1.3 动态性能分析及一种改进方法

结合PWM整流器的数学模型及控制策略，可对系统动态性能进行分析。考虑式（3），将式（1）的前两式改写为

传统双闭环控制方案中，对有功、无功电流分别进行反馈控制。假定无功电流id被很快地控制为0，则式（8）可写为

分析式（9），采用传统控制方案时，由于R很小，diq/dt主要取决于交流侧电压uq的可控范围，而uq的可控范围要受到直流侧电容电压的约束，并且与调制方法有关。设交流侧可能产生的最大电压矢量幅值为Vmax，即

忽略R，则有功电流iq的变化率范围为

若控制电压信号幅值超过Vmax，则会产生过调制现象，实际输出的交流侧电压将被限幅，使diq/dt受到限制，进而影响直流侧电压的动态响应。由式（11）还可看出，整流器对电流的控制能力具有不对称性。若令diq/dt＞0，则Em与Vmax都可以促使有功电流上升；若令diq/dt＜0，则Em会给控制作用带来阻力。能量可以很快地由电网流向整流器直流侧，而从直流侧向电网回馈能量则慢得多，因为需要克服电网电动势的阻力。

为了获得较快的电流环动态响应，应设法提高diq/dt的控制范围。由式（8）可看出，当uq受限时，可利用无功电流id提高diq/dt的控制范围。文献［6］基于这一思路，提出一种改进控制策略，如图3所示。

图3 一种改进双闭环方案控制框图Fig.3 The block diagram of an improved dual close loop control method

分析图3可知，文献［6］在传统双闭环控制方案的基础上，将有功电流偏差值乘以1个负的系数与原无功电流指令值i*d=0相加，作为新的无功电流指令值，并且将无功电流指令限定为正值。这样，当i*q＜iq时，暂态过程中会有一定的无功电流，起到加快动态响应速度的作用。稳态时有功偏差为零，不会产生额外的无功指令值，仍可实现单位功率因数控制。

实际上，仔细分析图3方案，会发现其存在缺陷。该方案试图利用无功电流id影响有功电流iq，但又没有取消解耦补偿项ωLid。当i*q＜iq时，无功电流指令值为正，id增加，uq也应增大，以使diq/dt＜0。然而，由于解耦补偿项的存在，uq会试图减少以抵消ωLid的增加量，避免id的变化对iq造成影响。也就是说，若不发生过调制，解耦补偿项会完全抵消id增加对iq的影响，只有uq增大至接近交流侧电压限幅值时，ωLid才能真正起作用。该方案未能很好地将无功电流的控制作用和传统方案结合起来。

2 新型PWM整流器改进控制方法

针对文献［6］方案存在的问题，可提出如下改进方案：为了避免解耦补偿项ωLid对控制造成影响，应取消这一解耦补偿项，另一方面，无功电流id的变化率主要取决于ωLid和ud,而ωLid项会对id的控制产生干扰，应引入解耦补偿项，使id只受ud控制，这样，id与ud间可视作一阶惯性环节；无功电流id的给定可以由有功电流偏差乘以比例系数得到；对于uq,仍以有功电流PI调节器的输出为指令进行控制。稳态时，有功偏差为零，无功指令电流也变为零，可实现单位功率因数控制。这样，就得到了一种综合利用uq,ud2个可控变量实现有功电流快速控制的改进方案，其控制方程为

其中，i*q控制方程同式（6），i*d控制方程为

然而，上述方案完全依赖于电流调节器对iq,id进行调节，调节器参数的选取将在很大程度上影响有功电流的动态响应［8］。为了获得较好的动态响应过程，需反复试探参数，增加了调节器的设计难度。

本文依据VSR稳态矢量关系，提出一种增加交流侧电压稳态值作为控制指令补偿项的方法，以改善系统动态响应，减少对调节器参数的依赖。

三相PWM整流器稳态矢量图如图4所示。

图4 PWM整流器稳态矢量图Fig.4 The steady-state vector diagram of PWM rectifier

图4中，U为三相VSR交流侧基波电压矢量，UL为电感基波电压矢量，I为交流侧电流矢量，E为电网电压矢量，矢量I与E的夹角为φ，E定向于q轴。根据基尔霍夫电压定律，有

将式（14）写成d-q坐标系下的复数形式，有

当系统运行于单位功率因数时，φ=0，Im为纯有功分量，即Im=i*q，此时有

由式（12）可知，ud的指令值由d轴电流PI调节器输出量和解耦补偿项ωLiq构成，稳态时iq= i*q，d轴电流PI调节器输出为零；uq的指令值由q轴电流PI调节器输出量和补偿项Em构成，稳态时q轴PI调节器输出为-Ri*q。如果在uq指令值中增加-Ri*q，即引入ud稳态值Em-Ri*q作为补偿项，则稳态时q轴调节器输出量为零。这样必然能缩短PI调节器的调整时间。这是容易理解的，因为PI调节器的稳态输出是电流误差的积分结果，稳态输出变化越大，必然意味着暂态过程需要更大的偏差积分以达到新的稳态值，导致暂态过程中电流偏差更大，调整时间更长。

综合以上分析，本文提出的新型PWM整流器控制方法具有如下控制方程：

其中，i*q,i*d控制方程分别同式（6）、式（13）。控制结构框图如图5所示。

图5 新型PWM整流器改进控制方法框图Fig.5 The block diagram of new improved control method for PWM rectifier

3 仿真分析

基于传统方法、文献［6］方法和本文提出的控制方法，分别搭建系统Matlab/Simulink仿真模型。主要仿真参数为：交流侧输入相电压E=220 V，f=50 Hz，交流侧电感L=10 mH，电阻R=0.2 Ω，直流侧额定电压Udc=600 V，电容C=1 000 μF，负载电阻RL=50 Ω，开关频率f=2 000 Hz。仿真采用SVPWM调制方法。

3.1 动态性能仿真分析

图6 基于3种控制方案的仿真结果Fig.6 Simulation results based on three control methods

仿真结果如图6所示。仿真工况设定为：t= 0～0.5 s时系统运行于整流状态，t=0.5 s时阶跃为有源逆变状态。为了客观比较3种控制方案在电流动态性能上的差异，不同方案的电压、电流PI调节器参数分别相等。电压环Kup=0.5,Kui=70,电流环Kip=10,Kii=100。

由直流侧电压仿真波形可看出，当系统由整流状态突变为有源逆变状态时，直流侧电压会出现短时过冲。基于传统方案、文献［6］方案和本文方案，最大过冲电压分别为657.6 V，648.8 V，644.7 V。可见，引入短时无功电流后，电压过冲现象得到改善。与文献［6］方案相比，本文方案获得了更小的电压过冲，动态性能更好。

对比3种控制方案的电流仿真波形可看出，引入短时无功电流后，有功电流响应速度明显加快。与文献［6］方案相比，本文方案控制的有功电流响应速度更快，稳态误差能更快地收敛至零，且所需的短时无功电流更小，电流动态性能更好。

3.2 系统动态性能对调节器参数的敏感性分析

上述仿真结果是在1组特定的电流调节器参数下得到的，而调节器参数的选取会直接影响系统动态性能。因此，有必要分析系统动态性能对调节器参数的敏感性。针对文献［6］方案和本文提出的方案，选择多组电流调节器参数分别进行仿真。仿真工况、系统参数与上一节相同，有功、无功电流调节器参数取为相同。仿真结果如表1所示。

表1 不同调节器参数下的最大过冲电压Tab.1 The maximum overshoot voltage under different regulator parameters （V）

由表1可看出，采用文献［6］方案时，最大过冲电压受调节器参数Kip影响较大，必须反复调整参数才能获得令人满意的动态性能；采用本文方案时，最大过冲电压受调节器参数影响较小，基本维持在644 V左右。另外，采用文献［6］方案时，虽然也可通过增大Kip值提高响应速度，但会导致稳态时电流纹波增大。这表明，采用本文提出的方案，在保证电流环动态性能的前提下，电流调节器参数可以在较宽的范围内取值，不仅有利于优化系统整体性能，且减小了调节器参数整定的难度。与文献［6］方案相比，本文提出的方案更具实用意义。

4 结论

本文分析了传统方法下PWM整流器电流动态响应受限的原因，对现有文献提出的利用动态过程中的无功电流提高响应速度的方法进行了深入研究。在此基础上，提出一种增加交流侧电压稳态值作为控制指令补偿项的新方法。仿真结果表明，与传统方法相比，本文提出的新型PWM整流器控制方法明显改善了有功电流响应速度；本文提出的方法不仅进一步优化了系统动态性能，且减少了动态性能对调节器参数的依赖，是一种更具实用性的新方法。

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［2］谢萌.大功率PWM整流器并联控制策略研究［D］.北京：北京交通大学，2008.

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Improved Control Method for PWM Rectifier and the Research on Its Dynamic Ability

LI Jinghao，YIN Zhongdong，FENG Yin，ZHANG Bihan
（School of Electrical and Electronic Engineering，North China Electric Power University，Beijing 102206，China）

Dual closed-loop control method based on dq coordinate system is usually used for three-phase PWM rectifier.In this way，the dynamic performance of active current is restricted to the AC-side voltage of VSR.An existing method for improving dynamic performance is using the reactive current during the transient process.Based on deep research，pointed out the problems in existing improved method，adjusted the decoupling compensation，and presented a new control method，in which the steady-state value of AC voltage of VSR was used as compensation term of control value.The simulation results show that the proposed method can further optimize the dynamic performance and reduce its reliance on the regulator parameters.

PWM rectifier；reactive current；decoupling compensation；dynamic performance；regulator parameter

TM46

A

10.19457/j.1001-2095.20161005

2015-09-01

修改稿日期：2016-04-29

李景灏（1990-），男，硕士研究生，Email：lijinghao_333@126.com