一种功率变流器大调制比下的死区补偿方法

陈宇航，　李　哲，　庄火庚，　袁　阳，　陈穆清

(1. 海军驻葫芦岛四三一厂军事代表室，辽宁 葫芦岛　125004；2. 上海电器科学研究所(集团)有限公司，上海　200063)



一种功率变流器大调制比下的死区补偿方法

陈宇航1，李哲1，庄火庚2，袁阳1，陈穆清1

(1. 海军驻葫芦岛四三一厂军事代表室，辽宁 葫芦岛125004；2. 上海电器科学研究所(集团)有限公司，上海200063)

针对桥式开关器件在大调制比时死区时间导致的推进变流器直流电压利用率低的问题，提出了一种大调制比时的死区补偿方法。通过将大占空比脉宽处理成恒导通，将小占空比处理成恒关断，由此消除了死区时间对有效占空比的影响，提高了推进变流器的直流电压利用率，降低了变换器的谐波含量。分析了大调制比时的死区补偿方法的原理及可行性，并通过试验进行验证，结果表明了所提出补偿方法的简单性和有效性。

功率变流器； 大调制比； 电压利用率； 死区补偿

0　引　言

随着电力电子技术及微电子技术的飞速发展，采用电力传动系统的船舶推进方式将逐步取代常规机械推进方式，成为未来船舶发展的方向[1-2]。目前，传动电能变换系统大多采用交流供电，并通过交-交电能变换装置，实现目标交流电制的产生。其中，作为变流器的核心，DC-AC变换成为VVVF主要实现环节。在输入直流电压基本稳定的条件下，输出交流电压和频率需根据负载电机工况进行动态调节。

限于目前半导体开关器件存在的不可避免的开通延时和关断延时，为实现开关器件的有效开关动作，H半桥开关器件间需添加死区时间，以防止桥臂直通。另外，开关器件的最小脉冲宽度受到一定的约束，使得器件控制脉冲不能无限小。死区时间的添加和最小脉冲宽度限制增加了输出电压的畸变，降低了变流器的有效调制比，使得变流器的直流电压利用率受到限制[3- 4]。

为此，研究一种大调制比下的死区补偿方法，将有助于降低输出电气量的谐波含量，消除因死区时间的增加导致的有效调制比的减小，提高直流电压利用率。

文献[4]分析了死区时间和最小脉冲宽度对中点箝位式(Neutral Point Clamped， NPC)三电平变流器的影响，并提出了一种结合死区补偿和最小脉冲宽度补偿的方法。文献[5]针对最小脉冲宽度限制，提出了一种采用调制波叠加零序分量的空间矢量调制方法，将线性调制区域内的电压损失降低了近一半，从而在过调制区增大了输出电压的基波幅值。文献[6]分析了线性调制区对变流器抗电压跌落和输出功率能力的关系，提出了一种适用于宽范围调速的可切换调制方法的死区和最小脉冲宽度补偿方法，但其在实现过程中需频繁的切换调制方法，增加了装置的实现难度。另外，文献[7-8]分别针对五电平逆变器和三电平逆变器提出了相应的窄脉冲补偿方法。

从现有的死区和最小脉冲宽度补偿方法可知，很多文献仅从目标实现着手对死区和最小脉冲宽度限制进行补偿，并未结合实际装置的工程实现，导致调制实现难度大。特别是随着多相系统的推广应用，要求变流器的死区效应补偿具有简单有效的特点。因此，本文针对多相H桥推进变流器，提出了一种大调制比下的死区补偿方法。通过判断调制波是否落入最小脉冲宽度补偿区间及窄脉冲移位的方式，避免桥臂死区时间的加入，实现死区补偿。最后，通过试验对所提方法进行了验证。

1　H桥变流器大调制比下的死区补偿分析及实现

1.1H桥变流器结构

图1所示为一种采用H桥型逆变装置的电气示意图。采用成熟的H桥逆变单元实现六相系统的模块化和集成化设计，在提高变流器冗余设计的同时，易于实现系统的可靠性和可维护性。

图1　六相H桥逆变装置电气示意图

直流母线电压通过H桥逆变单元逆变产生每相电机绕组所需的变压变频交流量。两个三相绕组互差30°，每个三相绕组相位差120°。变流器根据输出指令，调整每相逆变单元调制信号的幅值和频率，利用PWM产生开关器件的驱动脉冲，实现信息流对能量流的精确控制，从而保证电机的有效运行。根据所选用的IGBT参数，开关器件的最小脉冲宽度为4μs，加上死区时间，有效脉宽损失近10μs，导致变流器在最大工作点的输出电压不能满足要求。

1.2H桥变流器大调制比下的死区补偿分析

针对H桥变流器结构，根据正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)原理，为消除半桥上、下管死区时间的加入对开关器件最小脉冲宽度的限制，可行的处理方案如下： 当调制比很大时，在整个开关周期中，半桥下管保持关断、上管根据实际时序进行开关动作；当调制比很小时，半桥上管保持关断、下管按实际时序进行开关动作。此种处理方法，将理论长时间处于关断状态的IGBT处理成恒关断，半桥上、下管驱动脉冲间不需要添加死区时间，由此提高了变流器的有效调制比。

由于H桥左、右半桥调制信号互补，各半桥存在调制比很大和很小两种情况，因此，以下针对此两种工况的死区补偿机理进行详细分析。

(1) 左半桥调制比很大、右半桥调制比很小。此时，补偿机理如图2所示。

图2　左半桥调制比很大、右半桥调制比很小时的死区补偿原理

图2中，在一个开关周期Ts中，开关器件S1和S4按正常时序动作，S2和S3保持恒关断。此时，当负载电流方向为正时(向右)，S1和S4的正常开关保证了负载输出电压的有效值；S1和S4关断时，负载电流经D2或D3续流，处于恒关断的S2和S3对输出电压无影响，即此种工况下，半桥开关间不再需要添加死区时间，死区补偿方法对输出电压无影响，电机工作在正向电动状态。

当负载电流方向为负时(向左)，S2和S3在整个周期中恒关断，负载电流只能通过D1和D4续流，逆变单元在整个开关周期中输出电压恒为u，S1和S3开关状态对输出电压无影响。此时，死区补偿将使变流器的有效变比增大，变流器实际输出电压开关周期平均值增量为(1-d+ddead)u，其中d为参考调制比，ddead为死区占空比。增加的电压来源如表1所示。

表1　负载电流为负时的输出电压状态

从表1可知，在逆变单元开关状态11和00状态下，死区补偿后的输出电压为u，使得此两种开关状态下，负载电机处于反向制动状态。

(2) 左半桥调制比很小、右半桥调制比很大。补偿机理如图3所示。

图3　左半桥调制比很小、右半桥调制比很大时的死区补偿原理

类似地，S2和S3按照正常时序开关，S1和S4保持关断。当电流为负时，负载电流流经S2、S3和D1、D4，处于恒关断的S1和S4对逆变单元输出电压无影响，电机工作在反向电动状态。

当电流为正时，由于S1和S4在整个周期中恒关断，输出电压恒为-u。同样，死区补偿使输出电压开关周期平均值增加了(1-d+ddead)u。相应地，增加的电压来源如表2所示。

表2　负载电流为正时的输出电压状态

同样，在逆变单元开关状态11和00状态下，死区补偿后的输出电压为-u，使得此两种开关状态下，电机处于正向制动状态。

综上可知，采用将小占空比的IGBT处理成恒关断的死区补偿方法，当逆变单元调制比d很大且负载电机工作在电动状态时，此种补偿方法能够有效地消除因添加死区导致的最小脉冲宽度受限的问题，且不会产生额外负面影响。当电机工作在制动状态时，采用以上补偿方法，在给定调制信号进入补偿区间后，变流器的等效调制比增加，有利于提高电压利用率。

1.3H桥变流器大调制比下的死区补偿实现

以上大调制比下的死区补偿方法的一个难点在于补偿和不补偿的过渡过程中脉宽补偿的处理。当相邻两个开关周期给定的调制比分别在补偿阈值两侧，理论上一个开关周期对脉冲进行补偿，一个开关周期不进行脉冲补偿。由于实际脉冲产生采用单极性倍频的调制方式，生成的脉冲被均分成两部分，分别位于开关周期首尾，导致在过渡周期连接处出现单边脉宽变窄，输出脉宽存在小于最小脉冲宽度值的可能。

为消除以上补偿方法可能引入的窄脉冲，简单的处理方式是对小于最小脉冲宽度的窄脉冲进行移位拓宽。即当控制脉冲从不需要补偿的中断开关周期向需要补偿的中断周期过渡时(进入补偿)，非补偿周期结束时刻的脉冲宽度可能小于最小脉冲宽度限制，因此，需对非补偿周期结束时小于最小脉冲宽度的窄脉宽进行拓宽；而当控制脉冲从补偿状态向不补偿状态过渡时(退出补偿)，非补偿周期起始时的脉冲宽度也可能小于最小脉冲宽度限值，需在非补偿周期起始时刻去掉此脉冲。以负载电流为正、大调制比时右半桥为分析对象，就调制比变化、补偿过渡过程的脉冲产生原理进行分析，其原理如图4所示。

图4　补偿过渡过程脉冲生成处理方式示意图

对于补偿过渡过程，若前一周期调制波在死区补偿范围内，而此周期的调制波在补偿范围外，即当前开关周期为退出补偿过渡过程。此时，判断本开关周期调制信号产生的单边脉冲是否小于最小脉冲宽度。若是，则需将非补偿周期中前半周期中的窄脉冲去掉；若不是，则不需要对当前开关周期脉冲进行处理。

若前一周期调制波在死区补偿范围外，而此周期的调制波在补偿范围内，即此周期为进入补偿过渡过程。同样，判断本开关周期调制信号产生的单边脉冲是否小于最小脉冲宽度。若是，则需在补偿开关周期起始时延续上一非补偿周期的窄脉冲，拓宽其脉宽已达到最小脉冲宽度限值；若不是，则对其脉冲不进行处理。

2　试验结果与分析

根据以上大调制比下的死区补偿方案，编程实现以上补偿功能，并基于H桥变流器进行试验。试验参数如下： 开关周期5kHz，基波频率为25Hz，调制比为1，直流母线电压300V，阻感负载，相应的试验波形如图5所示。

对死区补偿前后的输出电压进行FFT分析，得到两种工况下输出电压各次谐波含量如表3所示。

图5　死区补偿试验波形(1为左桥臂中点电压，2为右桥臂中点电压，M为H桥输出电压)

基波5k5k+25*25k-25*210k+25*310k-25*3补偿前278.95.983.123.1462.4361.97补偿后287.04.952.032.0956.3055.00

从表3可知，相比未对大调制比下的死区进行补偿，补偿后的电压基波幅值增加，其他次谐波幅值均有减小，证明了所提出的死区补偿方法在大调制比条件下，有利于提高直流电压利用率，并同时可以减小输出电压各次谐波。

3　结　语

本文针对H桥型变流器应用中，大调制比下的死区时间导致的直流电压利用率低、波形畸变问题，提出了一种简单的死区补偿方法，并分析了补偿方法的具体实现。最后，通过试验对死区补偿进行了验证，结果表明了所提出方法的有效性和可行性。

[1]汤建华,赵乌恩,杨子龙.船舶综合电力推进技术发展思路研究[J].舰船科学技术,2010(5)： 133-138.

[2]杨晓丽,沈爱弟,俞宏生.现代交流调速技术在船舶电力推进中的应用[J].大连海事大学学报,2004(3)： 109-112.

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[4]白华,赵争鸣,张永昌,等.最小脉冲宽度特性对高压三电平变频器的影响[J].电工技术学报,2006(12)： 60-65.

[5]程小猛,陆海峰,瞿文龙,等.一种减小SVPWM线性调制区损失的方法[J].清华大学学报(自然科学版),2009(11)： 1861-1865.

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[8]徐华,高菊玲,何礼高.三电平逆变器SVPWM的死区补偿和窄脉冲处理[J].电力电子技术,2012(1)： 26-28.

A Dead-Time Compensation Method of Large Modulation Ratio for Power Converter

CHENYuhang1，LIZhe1，ZHUANGHuogeng2，YUANYang1，CHENMuqing1

(1. Naval Representative Office in No.431 Factory, Huludao 125004, China;2. Shanghai Electrical Apparatus Research Institute(Group)Co., Ltd., Shanghai 200063, China)

A dead-time compensation method was proposed for the problem of the low utilization ratio of DC voltage of H-bridge converter which was caused by the dead-time under large modulation ratio. By treating a large duty ratio as a constant turn-on and a small duty ratio as a constant turn-off, the effect on effective duty ratio could be reduced which caused by the dead-time, and the utilization of the DC voltage of the converter could be improved and the harmonic contents of the converter reduced. The theory and feasibility of the dead-time compensation method were analyzed, and the experimental results showed that the proposed method was simple and effective.

power converter; large modulation ratio; voltage utilization; dead-time compensation

陈宇航，(1991—)，男，工程师，研究方向为舰艇电力系统。

TM 301.2

A

1673-6540(2016)09- 0036- 04

2016-05-26