电容钳位多电平逆变器的新型相移空间矢量控制*

蔡智林，　侯　涛

(兰州交通大学 自动化与电气工程学院，甘肃 兰州　730070)



电容钳位多电平逆变器的新型相移空间矢量控制*

蔡智林，侯涛

(兰州交通大学 自动化与电气工程学院，甘肃 兰州730070)

针对电容钳位多电平逆变器传统载波相移PWM方法的线电压谐波高、电容电压不易稳定控制、电压利用率较低等问题，提出了一种新型相移空间矢量调制(PS-SVPWM)策略。将传统PS-SVPWM引入到多电平电容钳位逆变器中，虽然提高了电压利用率，平衡了电容电压，但不能有效降低线电压谐波；对空间矢量调制中的三角载波进行改进，提出了新型PS-SVPWM策略。该方法在具备以上优点的基础上，有效降低了线电压谐波。以三电平电容钳位逆变器为例，详细阐述了新型相移空间矢量控制策略的调制原理，对于多电平电容钳位型逆变器，只需分层调制，省去大量的扇区划分和数学计算。以电容钳位三电平和五电平逆变器为例进行仿真验证，结果证明了该调制策略的正确性和有效性。

电容钳位； 多电平逆变器； 新型相移空间矢量调制； 电容电压； 线电压谐波

0　引　言

多电平逆变器作为一种适用于高压、大功率能量变换的电力电子装置，近年来在工业领域得到了越来越多的应用。目前，应用比较成熟的多电平逆变器拓扑主要有三类[1-3]： 二极管钳位型、电容钳位型和级联型。其中，电容钳位型相比二极管钳位型省去了大量二极管，损耗小，效率高；相比级联型则省去了较多直流电源，更加经济，并具有大量的开关状态组合冗余，易于向更多电平拓展[4-5]。

多电平逆变器常用的调制方法主要有载波交叠PWM(Carrier Overlapping PWM， COPWM)[6]、混合载波PWM[7]、相移载波PWM(Phase Shift PWM, PSPWM)[8]等。为平衡钳位电容电压，只有PSPWM适用于电容钳位多电平逆变器，但线电压谐波较大。近年来，国内外对于电容钳位型多电平逆变器的调制方法进行了较多研究。文献[9-10]提出了一种可以自动平衡电容电压的载波PWM方法；文献[11-12]通过对COPWM方法进行改进，降低了线电压谐波，并平衡了电容电压。但以上调制方法的电压利用率较低，实现较为复杂。文献[13]提出了电容钳位三电平逆变器的空间矢量算法，但需要划分27个扇区和大量的三角函数计算，对于三电平以上的电容钳位型逆变器计算更为复杂。

针对以上问题，本文提出了一种适用于多电平电容钳位逆变器的新型相移空间矢量调制(Phase Shift Space Vector Modulation, PS-SVPWM)策略，通过空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)提高了电压利用率；通过相移载波，很好地平衡了钳位电容的电压；又通过对载波进行改进，有效降低了线电压谐波。该方法采用两电平SVPWM实现多电平控制，无需复杂的划分扇区和三角函数计算，应用灵活，实现简单。仿真结果证明了该方法的正确性。

1　电容钳位三电平逆变器的工作原理

新型PS-SVPWM算法适用于多电平的电容钳位逆变器。为便于分析，此处以电容钳位三电平逆变器为例进行阐述。图1为电容钳位三电平逆变器单桥臂电路四种工作状态的电流流通路径。电路正常工作时，钳位电容的电压必须始终保持在Udc/2，开关Sa1、Sa4工作状态互补，开关Sa2、Sa3工作状态互补。以1表示开关导通，0表示开关关断，不同开关状态对应的输出相电压如表1所示。开关Sa1、Sa2导通时，输出相电压为Udc/2，用“P”表示，无电流流过钳位电容，电容电压不变；开关Sa3、Sa4导通时，输出相电压-Udc/2，用“N”表示，无电流流过钳位电容，电容电压不变；开关Sa1、Sa4导通时，输出相电压为0，用“O+”表示，有正向电流流过钳位电容，电容充电；开关Sa2、Sa4导通时，输出相电压为0，用“O-”表示，有负向电流流过钳位电容，电容放电。只有在一个开关周期内，钳位电容充放电相等，才能保证电容电压平衡，逆变器才可以正常工作。

图1　电容钳位三电平逆变器工作状态

输出电压开关状态Sa1Sa2Sa3Sa4Udc/2(P)11000(O+)10100(O-)0101-Udc/2(N)0011

2　新型PS-SVPWM

2.1新型PS-SVPWM原理

传统PS-SVPWM常用于级联型多电平H桥逆变器，利用两电平SVPWM和载波移相，生成控制多个H桥级联单元的PWM波，通过输出相电压的相互叠加得到多电平输出，易于数字化实现，便于向多电平拓展[14-15]。本文利用以上思想，首先将传统相移空间矢量引入到电容钳位多电平逆变器中，试验发现该方法平衡了钳位电容电压，提高了电压利用率，但不能有效抑制线电压谐波；故又对三角载波进行修改，用锯齿载波代替三角载波，得到适用于电容钳位型逆变器的新型PS-SVPWM。新调制方法具备载波相移调制和SVPWM两种调制技术的优点，可以大大简化计算，并且可以平衡钳位电容的电压，提高电压利用率，降低线电压谐波。

电容钳位三电平逆变器的电路拓扑如图2所示。新型PS-SVPWM采用分层调制，首先，定义Sa1，Sa4，Sb1，Sb4，Sc1，Sc4为外层开关，如图2虚线框外所示；Sa2，Sa3，Sb2，Sb3，Sc2，Sc3为内层开关，如图2虚线框内所示。外层的6个开关和内层的6个开关分别采用两个两电平的SVPWM，即外层SVPWM和内层SVPWM分别控制外层的6个开关和内层的6个开关。

图2　电容钳位三电平逆变器拓扑

对于传统PS-SVPWM，外层SVPWM采用原始的三角载波，内层SVPWM采用的三角载波相比原三角载波相移Ts/2。Ts为三角载波周期，即开关周期。对于新型PS-SVPWM，只需将三角载波替换为锯齿载波即可。

N电平电容钳位逆变器，需对N-1层开关分别采用两电平空间矢量逐层调制，从外层到内层，三角载波依次相移Ts/(N-1)个周期。

电容钳位三电平逆变器的PS-SVPWM的具体原理如图3所示。与两电平SVPWM不同的是U1，U2，U3，U4，U5，U6为“虚拟”出的6个电压矢量，构成两电平SVPWM的6个扇区。通过两电平SVPWM结合相移载波，以合成圆形磁链为目的，控制逆变器工作。以第一扇区为例，Uref1为外层空间矢量参考电压，Uref2为内层空间矢量参考电压，Uref1和Uref2的模值相等，参考电压矢量从外层到内层依次相移λ，相移角度的大小λ=100πTs/(N-1)。依据两电平SVPWM原理对Uref1进行分析(Uref2的分析与Uref1同理)，设T1、T2、T0分别为有效矢量U1、U2和零矢量U0或U7在一个开关周期Ts内的作用时间，有：

(1)

图3　内层外层参考电压矢量图

其中：M=|Uref|/(Udc/2)，为调制比。

由参考电压矢量在线性调制区的约束条件可得

T1+T2≤Ts

(2)

(3)

通过PS-SVPWM，使驱动逆变器各层开关的PWM波发生一定的相位差，实现逆变器钳位电容的电压平衡和多电平输出。对于两层开关的电容钳位逆变器，相电压可输出3个电平，线电压可输出5个电平；对于有n层开关的电容钳位逆变器，输出相电压和线电压电平个数分别为N=n+1和N=2n+1。

2.2电容电压控制及谐波分析

电容钳位型三电平逆变，对钳位电容的电压平衡能力要求较高，需严格保证电容电压稳定在Udc/2，否则将导致开关器件电压应力不均，谐波含量增加，电容电压严重不平衡时，逆变器将不能正常工作。因此，采用PS-SVPWM，钳位电容的电压平衡条件为在一个开关周期Ts内电容的充放电时间相等，即

Tc=Td

(4)

式中：Tc——电容充电时间；

Td——电容放电时间。

传统PS-SVPWM的相移载波采用三角载波，通过对三角载波进行相移，可以平衡钳位电容电压，但简单地把它引入到电容钳位型逆变器中，并不能抑制线电压谐波，线电压谐波依然较大，对滤波器要求较高，并且输出线电压谐波过高也会严重影响逆变器负载的运行质量。因此，对三角载波进行修正，将三角载波替换为锯齿载波，这样不但可以很好地平衡钳位电容的电压，而且有效减小了线电压谐波。

(1) 钳位电容电压的平衡控制原理。传统PS-SVPWM切换时间Tcm与三角载波比较，得到的每个开关周期的PWM波如图4(a)所示；新型PS-SVPWM切换时间Tcm与锯齿载波比较，得到的每个开关周期的PWM波如图4(b)所示。图4(a)和图4(b)中钳位电容的充电状态“O+”和放电状态“O-”的作用时间相等，即Tc=Td，所以采用相移载波。每个开关周期钳位电容充放电一次，电容电压可保持稳定，且开关频率越高，电容电压越稳定。

图4　相移空间矢量PWM波

(2) 线电压谐波抑制原理。由于三角载波与锯齿载波的几何形状不同，在相移空间矢量的调制过程中，三相逆变器必然会表现出不同的线电压谐波性能。图5中，切换时间Tacm、Tbcm分别控制A相与B相的PWM波的生成，UAN、UBN分别为逆变器输出相电压电平，UAB为逆变器输出线电压电平。抑制线电压谐波的原理是，在每一开关周期，逆变器相邻两相的输出相电压电平不产生交叠。

Tcm位于载波“上半部分”，逆变器输出相电压电平“O+”、“O-”、“N”；Tcm位于载波“下半部分”，逆变器输出相电压电平“O+”、“O-”、“P”。逆变器输出线电压：

UAB=UAN-UBN

(5)

采用三角载波的传统PS-SVPWM逆变器输出线电压如图5(a)所示；采用锯齿载波的新型PS-SVPWM逆变器输出线电压如图5(b)所示。比较图5(a)和图5(b)，采用三角载波相移的传统SVPWM，其逆变器输出线电压UAB发生了交叠；而锯齿载波相移的新型SVPWM，逆变器输出线电压UAB没有产生交叠，因此，可有效抑制线电压谐波。

图5　三角波与锯齿波调制输出线电压

3　仿真与结果分析

为证明所提新型PS-SVPWM在电容钳位型逆变器中应用的正确性和有效性，在MATLAB中建立了三电平电容钳位逆变器的相移载波调制、传统PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的仿真模型；为进一步证明新型相移空间矢量在多电平电容钳位逆变器中的可行性，又建立了采用新型调制策略的电容钳位五电平逆变器的仿真模型。具体仿真参数如下： 直流输入电压Udc=400V，开关频率取f=2000Hz，钳位电容C=500μF，滤波电感L=8mH，采用纯阻性负载R=20Ω。仿真结果如图6～图9所示。

图6　M=1，三电平电容钳位逆变器传统PSPWM输出电压波形

图7　M=1.15，三电平电容钳位逆变器传统PS-SVPWM输出电压波形

图8　M=1.15，三电平电容钳位逆变器新型PS-SVPWM输出电压波形

图6为三电平电容钳位逆变器传统PSPWM的输出电压波形，调制比取最大值M=1。图7和图8分别为传统PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的输出电压波形，最大调制比可取到M=1.15。对比图6(a)、图7(a)和图8(a)，传统PSPWM与传统PS-SVPWM的线电压谐波均出现电平层的

相互交叠，谐波较大；而新型PS-SVPWM的线电压波形无交叠，更趋近于正弦波，谐波较小。对比图6(b)、图7(b)和图8(b)，传统PSPWM的逆变器输出相电压的最大值约为200V，而传统PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的逆变器输出的相电压最大值可取得约230V，提高了电压利用率。图8(c)为钳位电容的电压波形，电压稳定在200V，只有约±0.4V波动，电容电压稳定度较高。因此，对于电容钳位的三电平逆变器，传统PS-SVPWM相比传统的PSPWM有较大优势，而新型PS-SVPWM的优势更加明显。

图9　M=1.15，五电平电容钳位逆变器新型PS-SVPWM

图9为调制比取最大值M=1.15，采用新型PS-SVPWM的五电平电容钳位逆变器输出波形。图9(a)为逆变器输出线电压，共9个电平；图9(b)为滤波后，逆变器输出相电压，约230V；图9(c)为其中一个逆变桥臂上的三个钳位电容的电压波形，从内层到外层，三个钳位电容的电压依次稳定在100、200、300V附近，电压波动约±0.5V。可见，所提出的新型PS-SVPWM算法，在更多电平的电容钳位型逆变器调制中，同样具有良好的性能。

4　结　语

本文把传统PSPWM与SVPWM结合，首次提出将传统PS-SVPWM引入到多电平电容钳位的逆变器中。该方法平衡了电容电压，提高了电压利用率；其次又对SVPWM中的三角载波进行修正，采用锯齿载波，进一步提出了适用于电容钳位型逆变器的新型PS-SVPWM。该方法不但可以平衡电容电压，提高电压利用率，而且有效抑制了线电压谐波。新型PS-SVPWM方法，采用两电平SVPWM，无需过多的划分扇区和复杂的数学计算，易于实现数字控制。对于三电平以上的电容钳位逆变器，优势更为明显，只需将锯齿载波相移一定的周期，得到各层开关的驱动信号，进行分层调制，便可得到更多的电平输出。因此，本文所提出的电容钳位型多电平逆变器的新型PS-SVPWM方法具有良好的工程实用价值和应用前景，且对动态响应要求较高的电机负载，SVPWM可提高响应速度，减小转矩脉动，实用性更强。

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New Phase Shift Space Vector Control for Capacitor Clamped Multilevel Inverter*

CAIZhilin,HOUTao

(College of Automation and Electrical Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070， China)

Aiming at the traditional carrier phase shift PWM method for capacitor clamped multilevel inverter, the line voltage harmonics was high, capacitor voltage was not easy to control stability and low utilization ratio of voltage, a novel phase shift space vector modulation (PS-SVPWM) strategy was proposed. The traditional PS-SVPWM was introduced into the multilevel capacitor clamped inverter, which could improve the voltage utilization and balance the capacitor voltage, but it could not reduce the line voltage harmonics effectively; the carrier of space vector modulation was improved, and a new PS-SVPWM strategy was proposed, which was based on the advantages of the above method and effectively reduced the line voltage harmonics. Taking the three level capacitor clamped inverter as an example, the modulation principle of the new phase shift space vector control strategy was described in detail and just layered modulation for multilevel capacitor clamped inverter, which eliminated a large number of sector division and mathematical calculations. Finally, the simulation model was based on the three level and the capacitor clamped five level inverter, the results showed that the proposed method was correct and effective.

capacitor clamped; multilevel inverter; new phase shift space vector modulation; capacitor voltage; line voltage harmonic

甘肃省自然科学基金项目(1308RJZA116)

蔡智林(1988—)，男，硕士研究生，研究方向为功率变换器控制及应用。

侯涛(1975—)，男，副教授，博士，研究方向为智能控制与智能信息处理。

TM 464

A

1673-6540(2016)08- 0008- 06

2016-01-29