大功率双三电平变频调速系统共模电磁干扰研究

曹海洋　姜子健　沈建辉　李宝峰

(1.中国矿业大学信息与电气工程学院　徐州　221000

2.江苏省电力传动与自动控制工程技术研究中心　徐州　221000)



大功率双三电平变频调速系统共模电磁干扰研究

曹海洋1，2姜子健1沈建辉1李宝峰1

(1.中国矿业大学信息与电气工程学院徐州221000

2.江苏省电力传动与自动控制工程技术研究中心徐州221000)

摘要以大功率双三电平变频调速系统为对象，研究各部分的高频模型和具体的共模传导干扰路径。首先分别建立共模干扰源数学模型、直流母线高频模型、电缆高频模型以及异步电动机高频模型，并对调速系统共模传导干扰路径进行详细分析；然后使用Matlab对变频调速系统的高频模型进行仿真，并利用工程中心的实验平台完成相关测试实验，仿真和实验验证了理论分析和模型的正确性；最后设计了一种EMI滤波器，使得干扰得到明显降低。

关键词：双三电平共模干扰双重傅里叶高频模型

Research on the Common Mode EMI of High Power Dual Three-Level Frequency Control Systems

CaoHaiyang1，2JiangZijian1ShenJianhui1LiBaofeng1

(1.China University of Mining and TechnologyCollege of Information and Electrical Engineering

Xuzhou221000China

2.Jiangsu Engineering Research Center for Electrical Drive and ControlXuzhou221000China)

AbstractThe high-frequency model of the various parts and the specific common mode conducted interference transmission path of the high power three-level dual frequency control system are studied.First the high-frequency models of common mode interference sources，DC busbars，cables，and induction motor are established respectively and the common mode conducted interference transmission path is analyzed in detail.Then Matlab is used to simulate the high-frequency model of the frequency control system，and the experimental platform within the engineering center is used to complete the relevant test.The correctness of the theoretical analysis and the models is verified by the results of the simulation and experiment.Finally a filter is designed to significantly suppress the interference.

Keywords：Dual three-level，common mode interference，double Fourier，high-frequency model

0引言

1989年，M.J.Nave[1]讨论了开关电源中共模干扰是否受到占空比与电压上升时间的影响，结论为占空比与电压上升时间对共模干扰无影响，但与开关器件的杂散电容和通断频率以及直流电压的幅值大小有关。K.Frank等[2]分析了5～10 kV的IGBT变流器共模干扰和差模干扰在不同工作电压、工作电流、接地、门极驱动电路以及IGBT温度下的变化情况。文献[3]通过改变不同的电路驱动情况对电力电子变换器共模电磁干扰的变化规律进行了比较，发现驱动的设置对变换器的干扰频谱影响很大，同时得出了共模干扰的主要流通路径是IGBT和二极管的对地寄生电容的结论。文献[4，5]提出了一种新的抽取线路杂散电感的方法，通过将IGBT开通和关断的非线性过程分解为多个线性阶段，并充分考虑反并联二极管前向和反向恢复的影响，在此基础上得到过冲电压和响应的电流变化率，同时也可获得杂散参数的详细抽取过程。文献[6]以典型的PWM变频驱动电动机系统为对象，研究了干扰通道寄生参数和高频干扰源的建模方法，分别提出了变频器电路寄生参数的理论计算方法和电动机高频模型的实验提取方法，建立了系统级差模干扰和共模干扰的高频电路模型，并进行了实验验证。文献[7]主要介绍了逆变器时域模型和频域模型的建立及其它们的优缺点，建立了研究逆变器EMI干扰的模型，所得结论为EMI干扰的频谱峰值发生在电路寄生电感和电容等参数发生谐振的频率处。文献[8]首先对三相变换器驱动的感应电动机系统的共模和差模干扰机理进行了分析，然后根据干扰的传播通道，建立了三相变换器的整体的共模和差模等效电路，将共模和差模都分为整流器和逆变器两个干扰源，依据叠加原理计算了整个系统对电网侧产生的传导干扰。文献[9]针对三相逆变器研究了其基于频域模型的差模干扰预测，指出差模干扰源是开关器件开关和通断时产生的电流变化率，利用Ansoft Spice link软件提取电路中的寄生参数，对两电平的逆变器的工作状态进行了分析和建模，提出频域分析的主要问题是要得到精确地干扰源和电路中的寄生参数，开关器件在开通和关断暂态过程产生的高电压和电流变化(du/dt和di/dt)是高频电磁干扰的主要来源。文献[10]介绍了基于IGBT开关暂态过程的变换器的建模方法，指出若考虑开关暂态，则共模和差模干扰源均可近似为梯形波，若不考虑开关暂态，则干扰为一串占空比变化的脉冲串。

上述文献均是针对两电平变频器展开研究，并未涉及到三电平乃至更高电平变频器；而且上述文献的变频器系统均为中小功率系统，可直接用LISN网络实现差模和共模的有效测量与分析，但高电压大功率的变频器系统实际测量中无法用LISN网络实现，多采用高压探头进行测量，理论分析时要结合高压探头的耦合路径。

本文分析了PWM调制算法下大功率双三电平变频调速系统共模传导干扰产生机理，通过对双三电平变频调速系统开关函数进行双重傅里叶分析，建立了共模干扰源精确的数学模型，然后分别建立了直流母线的高频模型、电缆的高频模型以及异步电动机的高频模型，最后对基于高压探头的变频调速系统共模EMI高频模型进行了仿真，相关的实验验证了理论分析和模型的正确性。

1双三电平变频器的拓扑结构及各部分的高频模型

1.1拓扑结构

双三电平变频调速系统中，通常接异步电动机作为负载，整流和逆变部分均采用高开关频率的IGBT，并采用PWM控制策略。开关器件的快速动作导致高的du/dt和di/dt，并由此产生很强的电磁干扰。对于兆瓦级大功率的变频器，由于其散热和损耗等问题，开关频率通常在1～10 kHz范围内，所以在150 kHz～30 MHz范围内以共模干扰为主[11]，因此本文主要研究双三电平PWM变频器的共模干扰问题。

图1　双三电平变频器的拓扑结构Fig.1　Topology of dual three-level inverter

1.2干扰源的数学模型

在变频调速系统传导干扰的高频模型建立过程中，干扰源的建模[12，13]起着至关重要的作用，因为只有干扰源建立一个准确的数学模型，后续的传导干扰分析才能精确。在双三电平变频调速系统中，整流部分和逆变部分的拓扑结构完全相同，调制策略均采用SVPWM调制，故干扰源模型也相同。

以同相层叠三电平载波调制为例，如图2所示。当调制波大于所有载波时，变频器切换至+Vdc；当调制波大于上面的载波且小于下面的载波时，变频器切换至零；当调制波小于所有载波时，变频器切换至-Vdc。

图2　三电平同相层叠载波调制Fig.2　Three-level same carrier modulation

表1　三电平同相层叠载波调制的f(x,y)

同时分别设三相调制波的初相角θc=0、 -2π/3、 2π/3， 可获得三相桥臂输出电压的双重傅里叶积分表达式，进而获得共模电压的表达式[14-21]。

1.3直流母线高频模型

变频调速系统中采用大量的开关器件IGBT，通过母线连接在一起，为了减小杂散电感，多采用叠层母线，也就是尽量缩短IGBT与滤波电容之间的距离，从而在根本上降低浪涌过电压。母线高频模型的建立，对变频调速系统传导干扰的分析具有重要意义[22，23]。

采用集总参数等效电路的分析方法建立母线高频等效电路，如图3所示。

图3　直流母线高频模型Fig.3　High frequency model of DC bus

在进行共模分析时主要提取参数Lb和Rb[24，25]，采用安捷伦的型号为E4980A的精密阻抗分析仪测得直流母线随频率变化的杂散参数如图4所示。因为共模峰值最容易出现在150 kHz～5 MHz频段[11]，取该频段参数平均值来描述其高频特性：Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω。

图4　直流母线寄生参数曲线Fig.4　Parasitic parameter curve of DC bus

1.4电缆高频模型

在变频调速系统中，通常变频器与异步电动机安装在不同位置，需用较长的电缆将变频器的输出端连接到异步电动机。双三电平变频器输出的脉冲经过长线电缆到异步电动机，由于长线电缆具有分布电阻和分布电感以及电缆间的分布电容和绝缘不完善而存在分布电导，会产生电压反射现象，则会引起异步电动机端的高电压和高频阻尼振荡，进一步加剧电动机绕组的绝缘能力，因此有必要建立电缆的高频模型。

当电缆中有电流流通时，电缆内部和其周围就会产生电磁场。用分布电阻R、分布电感L、分布电容C和分布导纳G四个参数可很清晰地描述电缆的这种电磁特性，通常可认为它们是沿线路均匀分布的。由于趋肤效应的存在，高频电流只在靠近电缆导体表面流动，使得电缆在传输高频信号时的效率很低，同时电缆的高频电阻增大。研究电缆的高频模型，可用分布参数模型[26，27]，如图5所示。

图5　电缆分布参数模型Fig.5　Distribution parameter model of cable

利用阻抗分析仪测得1 m电缆的高频特性如图6所示。同样在进行共模分析时，主要提取150 kHz～5 MHz频段的Ln和Rn[22，23]的参数值，由图可知Ln=0.38 μH，Rn=0.08 Ω。

图6　电缆寄生参数曲线Fig.6　Parasitic parameter curve of cable

1.5异步电动机高频模型

电动机单相绕组的高频模型[28]如图7所示。图中，Ld为定子绕组自电感；Rw为匝间等效电阻；Lw为匝间等效电感；Cw为匝间等效电容；Re为定子绕组的铁耗；Cg为定子绕组对地的寄生电容；Rg为机壳的高频损耗。

图7　电动机单相绕组的高频模型Fig.7　High frequency model of single-phase motor winding

以2 MW的异步电动机为实体，采用阻抗分析仪分别对单相定子绕组和定子绕组对机壳的阻抗进行测量。

图8为电动机单相定子绕组阻抗测试曲线，图中定子单相绕组A1和A2之间的阻抗为ZA1A2，显然ZA1A2=2Zn1。根据图8测试曲线可确定与Zn1相关的参数。

图8　电动机单相定子绕组阻抗测试曲线Fig.8　Test curve of the impedance of motor single-phase stator winding

对测试的数据进行分析，可知频率在126.1 kHz前电路还未发生谐振，阻抗ZA1A2主要由定子绕组的自感Ld在起作用，可计算出自感Ld为

(1)

在谐振频率点fpole1=126.1 kHz，由于电容Cw和绕组自感Ld发生并联谐振，电容和电感并联后阻抗为无穷大，阻抗ZA1A2主要由电阻Re决定，可计算出电阻Re为

(2)

根据阻抗ZA1A2的谐振频率fpole1=126.1 kHz，可计算出电容Cw为

(3)

然而第2个谐振频率点fzero1=158.9 kHz是由电容Cw和电感Lw串联谐振作用引起，由此谐振频率点可计算出电感Lw为

(4)

在第2个谐振频率点fzero1=158.9 kHz上，由阻抗ZA1A2的实部可计算出电阻Rw为

(5)

图9为定子绕组对机壳的阻抗测试曲线，阻抗ZA1G=Zn1+Zn2，根据阻抗测试曲线可计算出与Zn2相关的参数。在第1个谐振频率点46.7 kHz之前，由于频率较低，电容Cg的容抗值较大，所以绕组对地的阻抗主要由电容Cg起作用，可计算出定子绕组对地的分布电容Cg为

(6)

图9　电动机定子绕组对机壳阻抗测试曲线Fig.9　Test curve of the impedance between motor stator winding and chassis

由于Ld远大于Lw，在第2个谐振频率点fzero=142.1 kHz上，定子绕组对地的分布电容Cg和绕组自感Ld会发生串联谐振，由阻抗ZA1G的实部可计算出Rg为

Rg=Re[ZA1G(fzero)]=9Ω

(7)

2基于高压探头的传导干扰路径分析

对于中小功率的变频调速系统，一般采用基于LISN网络的传导EMI测试，然而当待测设备的额定电压高于1 000 V或额定电流大于100 A，市场上的LISN网络无法满足其测试要求，根据LISN网络的测量原理设计了基于电源线滤波器和高压探头的测量方法，滤波器阻止电网侧的高频干扰进入测量接收机，而高压探头中的电容可让待测设备产生的高频干扰进入测量接收机中。

高压探头的基本结构和测试连接图如图10所示。高压探头连接在电源线和基准接地之间。如果成套传动模块(CDM)/基本传动模块(BDM)采用接地的金属机架，则机架可被看作是参考基准接地。探针应一端

接在CDM/BDM的电源引线上，另一端与地相接。探针的引线应尽可能短，最好小于0.5 m。

图10　高压探头的基本结构和测试连接图Fig.10　The basic structure and test connection diagram of high voltage probe

图10中R通常为50 Ω，测试时应使探针连线、被试导体和基准接地之间形成的回路面积尽量小，过大的回路会减弱对磁场的灵敏度。

由于高压探头接在相线与地之间，所以测量的干扰既存在共模干扰也存在差模干扰，并且与采用LISN网络测量时的干扰路径大不相同，具体的传输路径如图11所示。主要的共模干扰电流由测量相电抗器柜中的电感对地的寄生电容C1g流入大地，还有通过被测量相整流部分IGBT与散热器之间的寄生电容C2g流入大地，部分通过直流母线的寄生电容C3g流入大地。其余部分共模电流会通过直流母线进入逆变侧，在逆变部分IGBT与散热器之间的寄生电容C2g会有电流流过，在变频器的输出端通过电缆的寄生电容C4g和异步电动机中性点与地之间的耦合电容Cng流入大地[29，30]。最后，共模电流会通过高压探头和变压器二次绕组接地中点流回变频器。

滤波电容的存在，可使差模电流在相线之间流通，绝大部分差模电流通过电感和IGBT开关管进入直流母线电容，从而构成回路；很小一部分的差模电流则会通过高压探头进入大地，从直流母线对地的寄生电容C3g进入直流母线，也构成回路，所以用高压探头所测得的干扰信号中既有共模干扰也会存在很小一部分的差模干扰，忽略此部分差模干扰即可认为高压探头所测得干扰为共模干扰。

图11　基于高压探头变频调速系统传导干扰传输路径Fig.11　Transmission paths of conducted interference based on high voltage probe for speed control system

3基于高压探头的变频调速系统EMI仿真

对基于高压探头的变频调速系统高频模型进行Matlab仿真，变频调速系统的高频模型如图12所示。在Matlab仿真中，调制度为1，载波频率为2 kHz，调制波频率为50 Hz，电缆长度为10 m。其余各仿真参数：Lq=0.7 mH；Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω；C2g=2.5 nF；C3g=5 nF；Rn=0.8 Ω；Ln=3.8 μH；Rw=10.3 Ω；Lw=1.66 μH；Cw=8614 pF；Re=145.6 Ω；Ld=0.185 mH；Rg=9 Ω；Cg=195.7 nF。

图12　基于高压探头的变频调速系统高频模型Fig.12　High frequency model of frequency control system based on high voltage probe

4实验验证

测试平台如图13所示，电源由6 000 V线路经变压器后变为1 140 V，安装调压器的目的是适应不同电压下设备测试的要求。然后采用两级滤波的形式，即

在6 000 V高压侧和1 140 V低压侧分别安装滤波器，以便隔离电网侧的干扰，从而得到纯净的电源，干扰信号通过高压探头进入频谱分析仪中。采用发电机M作为变频调速系统的负载，并经过整流、逆变以及滤波后得到1 140 V的电压，经升压变压器后得到6 000 V的电压，滤波后回馈到电源侧，这样既能满足现场实验测试的要求，又能很好的实现能量的回馈，节约电能。现场的测试布局如图14所示。

图13　大功率双三电平变频调速系统共模传导EMI测试电气连接图Fig.13　Common mode conducted EMI test electrical connection diagram of high power dual three-level frequency control system

图14　现场测试布局图Fig.14　Layout of field test

采用10 kV的高压探头来耦合共模干扰信号，测试标准为GB12668.3，其中由于高压探头用来采集干扰信号，放置的位置十分关键，高压探头应放置在电源滤波器的后面，如图15所示。为了得到更真实的共模干扰信号，导线出口处加装了一组2.7 μF的三角形差模滤波器。

图15　高压探头的测试位置Fig.15　Test position of high voltage probe

图16为仿真值和无滤波器实测值的对比图，由图可见，在0.5～5 MHz范围内，实测干扰平均值和仿真值吻合较好，误差在5 dB左右，并具有相似的变化趋势。但考虑到实际系统中接地的情况、实际的开关特性以及外界的干扰等因素，在波形的前半段和后半段均出现较大误差，但幅值最大的中间部分波形吻合较好，验证了理论分析和模型的正确性。由于采用双PWM整流逆变，IGBT开断时du/dt很高，并通过寄生电容耦合，形成很强的共模干扰，从而导致EMI传导干扰超过要求的限值，需加装EMI滤波器。

设计的EMI滤波器采用如图17所示的安装方式，拓扑结构如图18所示。图18中电容均为圆柱型薄膜电容：C1为10 μF，C2为1.25 μF，C3为0.47 μF，C4为0.15 μF，额定耐压为3 000 V，L为1.6 μH，磁环为超微晶椭圆磁环。加装EMI滤波器后的测试波形图如图19所示。

图16　仿真值和无滤波器实测值的对比图Fig.16　The comparison chart between the simulated values and the measured values without filter

图17　EMI滤波器安装图Fig.17　Installation of EMI filter

图18　EMI滤波器的拓扑结构Fig.18　Topology structure of the EMI filter

图19　带EMI滤波器测试波形图Fig.19　Test waveforms with EMI filter

由图19可发现，加入EMI滤波器后，中频段的干扰明显降低，且测试结果在要求的限值以下。

5结论

本文对大功率双三电平变频调速系统的电磁兼容进行了详细研究，建立了精确的共模干扰源模型以及直流母线、电缆、异步电动机的高频模型，并对共模传导干扰的传输路径进行了详细分析，最后仿真和实验验证了理论分析和模型的正确性，并设计了一种EMI滤波器使得干扰得到明显降低。

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曹海洋男，1976年生，讲师，研究方向为电力电子及电力传动、电磁兼容。

E-mail：hycao1018@126.com

姜子健男，1988年生，硕士研究生，研究方向为电力电子及电力传动、电磁兼容。

E-mail：386916023@qq.com(通信作者)

作者简介

中图分类号：TM461；TN03

收稿日期2015-01-23改稿日期2015-12-12

国家自然科学基金(51307174)和中国矿业大学专项基金(JC126168)资助。