MMC子模块元件短路故障机理及其新型保护策略

敬华兵 年晓红 龚 芬

（1. 中南大学信息科学与工程学院 长沙 410004 2. 南车株洲电力机车研究所 株洲 412001）

1 引言

柔性直流输电作为智能电网的关键技术之一，凭借其可实现有功和和无功功率的快速独立解耦控制，降低谐波含量且无换向失败问题，广泛应用于分布式发电并网、孤岛供电、交流系统的异步互联、多端直流输电和城市配电网增容等领域[1-4]。

柔性直流输电技术主要有 ABB公司的轻型高压直流输电技术（High Voltage Direct Current Light，HVDC Light）和西门子公司的基于模块化多电平换流器型的高压直流输电技术（Modular Multilevel Converter-High Voltage Direct Current，MMC-HVDC）[5,6]。其中，HVDC Light的换流变压器采用集中方式，将 IGBT直接串联成三相高压电压源型换流器；MMC换流器主电路拓扑的基本单元为子模块，各相桥臂均通过一定量具有相同结构的子模块和一个阀电抗器串联构成，仅通过变化所用子模块数量就可灵活改变换流器的输出电压及功率等级，具有较小的 du/dt和开关损耗，产生谐波含量极低，无 IGBT器件串联均压问题，近年来逐渐受到越来越多的关注[7-10]。

考虑到MMC-HVDC系统含有大量子模块，一旦发生故障，将会导致换流站跳闸停运等事故。为了避免故障产生的过电流或过电压造成元件损坏，在设计过程中应采取严格的多级保护措施，这对提高MMC-HVDC系统可靠运行具有重要意义。

由于MMC拓扑出现较晚，目前国内外相关的研究成果仍较少[11,12]。文献[13]介绍了一种 MMC子模块故障冗余保护方案，但尚未给出具体实现方法；文献[14]对子模块故障特性进行了详尽分析并提出了合理冗余保护方法，未涉及各故障态的保护动作时序及改进方法。因此，本文从MMC换流站子模块工作模式入手，对其发生桥臂短路故障机理及保护时序进行了分析，详细分析了VT1故障短路时的保护策略，提出了在原MMC子模块电路拓扑上增加晶闸管的新型保护策略，并进行了仿真比较验证。

2 模块故障机理与参数计算

2.1 MMC子模块拓扑及故障机理分析

子模块工作过程中有以下三种开关状态[15]：

状态一：VT1、VT2均闭锁，称为闭锁状态；

状态二：VT1开通，VT2关断，电流可双向流动，其输出端总会引出子模块电容电压，称为投入状态；

图1 子模块拓扑图Fig.1 Toplogy of power unit

状态三：VT1关断，VT2开通，此时子模块输出电压为零，称为切出状态。

子模块拓扑结构如图1所示，包括上下管IGBT（VT1、VT2）、晶闸管（VD3）、旁路开关（S）、电压传感器、均压电阻（R）、薄膜支撑电容器（C），上层控制系统通过控制 VT1、VT2的开通和关断，子模块输出UC或0（UC为支撑电容器电压）。

在MMC-HVDC系统运行中，若子模块内IGBT发生故障，该子模块将退出运行。此时可采取如下保护动作：

（1）发出故障报警信号。

（2）封锁元件脉冲。

（3）通过闭合 S将故障模块旁路，投入冗余模块。

（4）输入高压开关跳闸，系统停止输出。

当发生直流侧短路等大电流严重故障时，需投入与模块并联的晶闸管 VD3来保护元件。考虑到MMC-HVDC系统的特殊性，一般采取切除故障模块，投入冗余模块的方式维持其持续运行，通常不采取第（4）项措施。

2.2 故障分步保护动作时间计算

由于桥臂短路故障会产生大电流，应立即断开换流器的输入开关，电压上升率非常大，电容电流骤升，直流电容电压从额定值瞬变至 0，电流将通过 VT1～VT2输出。因大电流产生的极高结温可能损坏VT1和VT2，子模块短路失效。此时由于检测到大电流，IGBT达到驱动设置门槛后的 1～2μs内自关断。

MMC模块参数选取的 IGBT型号为 FZ 1200R33KF2C，即标称电压3 300V，电流1 200A，开关频率为300Hz。针对现有驱动参数，IGBT短路自保护关断时间一般可控制在10μs内，即t1=10μs。IGBT短路自关断波形如图2所示。

图2 IGBT短路自关断波形Fig.2 IGBT self turn-off waveforms in the case of short-circuit

考虑到晶闸管对短路电流的承受能力远大于IGBT，且对电流上升率的耐受能力更强，因此在子模块拓扑中通常有VD3，其主要功能是：在直流侧发生短路故障后，断路器断开前的这段时间内进行触发导通，以承担本应流过VD2的过电流。因此，VT3应具备足够大的热熔值（I2t）、足够低的正向压降（Vf）、较高的重复峰值电压（VRM）、较快的开通速度且持续100ms以及失效后短路等要求。本文选择晶闸管型号为T2001N34TOF，具体核算如下：

（1）该晶闸管的I2t为 8 400× 1 03A2s ，VD2的I2t的 5 00× 1 03A2s ，前者远远大大后者，为16.8倍，而实际工程要求一般为20倍左右，基本满足设计要求。

（2）晶闸管Vf=V0+Rt×It=1 .35V ，小于二极管的Vf值（为2.8V）。

（3）晶闸管VRM为3 200～3 600V，这也符合设计要求中的RMdc2VV=× =3 200V。

（4）所选晶闸管导通时间为1.5μs，满足设计要求其在故障后 1～2ms内必须开通。其短路自关断波形如图3所示。

图3 晶闸管短路自关断波形Fig.3 SCR self turn-off waveforms in the case of short-circuit

为了保证二极管在开关动作时间内不会因流经的大电流而损坏，考虑正常工作时二极管损耗及结温，并保证在一定时间内能将结温控制在容许范围内。通过查找器件手册，采用FOSTER模型计算续流二极管通态损耗和关断损耗分别如式（1）、式（2）所示[16]。

此时二极管工作时的损耗为 330W，又稳态时的结壳热阻为17K/kW，壳散热阻为18K/kW，计算出结散温差为0.33×(17+18)=11.55K。

若正常工作时散热器基板温度为50℃，则二极管结温约为62℃。考虑到短路后二极管的结温会发生变化，当结温超过二极管极限结温时会造成二极管损坏。通过查找元件的相关资料，二极管瞬态热阻曲线如图4所示，式（3）为热阻计算公式。

二极管结壳热阻可等效为单位电流下 RC回路的充电过程，单位电流下的电压值即为结壳热阻值（由图4可以得知R与C大小）。二极管的温升为功耗（P）与热阻的乘积，若将P等效为电流大小，则二极管的温升即可等效为电压值。假设短路后流经二极管的电流为3kA，则P为

将P等效为电流源，采用PSCAD对温升等效模型进行仿真，所测电压值即为二极管温升，如图5所示。

由图5可知在20ms左右温升为50℃，二极管结温达112℃（初始温度为62℃）。根据元件数据手册上的结壳热阻曲线，20ms时的热阻为4.8K/kW，此时温升为4.8×10.68=51.26K。而参考数据手册中二极管的结温不能超过 125℃，因此短路时间不能超过20ms，故选择旁路开关的工作时间应≤15ms。

图5 等效模型电压值（温升）Fig.5 The voltage value of equivalent model（Temperature rising）

3 子模块故障保护策略及仿真分析

由于脉冲误发、过电流、过电压或机械损坏等可能造成 IGBT和续流二极管的短路失效故障。本文以VT1短路故障为例，分别对改进前后的子模块拓扑在故障发生时采用不同保护策略，并通过仿真对比验证其正确性和有效性。

3.1 子模块故障保护策略

（1）子模块处于状态一：报子模块故障，禁止投入。

（2）子模块处于状态二：当 VT1短路故障发生在电流大于零的上半周期时，电流通过短路 VT1对电容充电，投入子模块电压。当VT1故障发生在电流小于零的下半周期时，电容通过短路VT1放电。由于在S闭合动作完成前电流仍通过故障VT1，这会造成元件的二次损坏。此时应执行如下指令：

1）故障子模块IGBT脉冲封锁；

2）直接合S将模块旁路；

3）系统报故障，子模块禁止再投入；

4）投入桥臂的冗余子模块。

由于VD3不能反向导通，在子模块短路故障时不能起到保护VD1的作用。同时步骤2）需要10ms的反应时间，在原有子模块拓扑上新增晶闸管VD4和VD5，其中VD4与VT1并联，VD5与S并联，VD4主要用于保护 VT1不被进一步损坏，VD5则保证在S闭合前的提供电流换向通路，其拓扑结构如图6所示。由于两者动作时间均远小于S的动作时间（在0.5ms以内），能快速旁路掉故障子模块，缩小故障范围，有效防止故障扩大至系统。考虑到新增晶闸管承受的过电流较大，且一般要求其在故障后 1～2ms内必须导通，因此选取 VD4和VD5的型号与VD3相同。

图6 带增加晶闸管的VT1短路等效电路Fig.6 Equivalent circuit of VT1short circuit with additional SCR

（3）子模块处于状态三：当 VT1故障发生在电流大于零的上半周期时，VT1短路与 VT2导通，造成电容两极短路，电容通过 VT1～VT2回路迅速放电。此时，流经VT1、VT2和C上的电流迅速增大，且在几μs内达到额定电流的几十倍（为28kA，放电时间为1ms左右），这会导致VT1和VT2爆炸。但由于达到驱动设置的门槛后 IGBT会自关断（即在1～2μs内封锁脉冲），在S动作结束前电流流经VT1对C充电。故障的发生将会影响同一桥臂或其他桥臂中子模块电容电压变化，造成桥臂及直流母线电压电流波动。若采用改进的子模块拓扑结构，VD5的导通能起到快速旁路故障子模块的作用，且能保护VT1不被进一步损坏。

当VT1故障发生在电流小于零的下半周期，由于VT1的短路使VD2两端电压为电容电压，VD2由导通状态转为截止状态，此时电容通过短路VT1放电，投入模块电压，扩大了故障范围。当电容电压降为零时，VT2截止，电流通过VD2继续导通，模块输出电压为零。若采用改进的子模块拓扑，由于晶闸管承受过电流能力强，VD4的导通能阻止C通过 VT1～VD5回路迅速放电，产生较大的浪涌电流而导致VT1爆炸。此时应执行如下指令：

1）故障模块IGBT脉冲封锁；

2）直接合S的同时合VD4、VD5，子模块旁路；

3）系统报故障，子模块禁止再投入；

4）投入桥臂中的冗余子模块。

同理当VT2发生短路故障时，若VT1导通，均会造成电容两极短路，且由于放电通路中的电阻和电感很小，造成两极很大的放电电流，若不采用相应的保护措施，必将损坏器件。与VT1短路故障不同的是VT2短路故障时，模块输出电压始终为零，相应保护策略与VT1故障时类似。

3.2 仿真比较与分析

本文采用 PSCAD仿真软件搭建了如图7所示连接两端有源交流网络的MMC-HVDC电磁暂态模型进行仿真研究。

图7 MMC-HVDC系统仿真模型Fig7 Simulation model of MMC-HVDC

两端MMC单个桥臂子模块数均为4个（不计冗余）；额定输送容量为 1.5MW；额定直流电压为± 1 .5kV；直流线路等效阻抗L=0.05H，R=0.2Ω；为方便研究，两侧交流系统对称，换流变压器采用YNd接法，线电压比为 10kV/2.5kV；系统阻抗L=1mH，R=0.01Ω。子模块电容C=6 000μF，稳压直流电压为 1.25kV；桥臂电抗取L=4mH。稳态情况下，MMC 1换流站整流，MMC 2换流站逆变。为了保持系统功率平衡，MMC 1侧采用定有功功率和定无功功率控制模式（初始指令分别为 1(pu)（1.5MW）、0pu），MMC 2侧采用定直流电压和定无功功率控制模式（初始指令分别为 1(pu)（5kV）、0pu）；并采用最近电平逼近的调制策略（Nearest Level Modulation，NLM）。

3.2.1不加晶闸管时元件故障保护仿真与分析

对于改进前的子模块电路拓扑，当 1.6s发生VT1故障短路时，通过采用相应保护策略得到仿真结果如附图1～附图4所示。

在S未闭合之前，电容放电是造成过电流的主要原因，但并非子模块的每个元件上都出现过电流。二极管和IGBT的导通方向相反，子模块中的电容器通过 VT1放电，VD1和VT2均不承受过电流。

仿真分析：

（1）当故障发生时，C通过短路 VT1和外部回路形成放电通路，流过VT1的电流迅速增大（为0.8kA），且在旁路开关 S（1.61s处）闭合时产生电流尖峰（7kA），如附图1所示，这会导致VT1损坏；而流过VD1和VT2的电流因脉冲封锁迅速减小到0。

（2）由于S的动作时间过长，且MMC模块之间存在着串联关系，故障的发生将会影响同一桥臂中或其他桥臂中模块电容电压变化，造成桥臂电压电流及直流母线电压产生波动；在直流控制策略下，子模块直流侧电压（uup）振荡且在S闭合后逐渐降为 0。当 1.61s时 S闭合，桥臂电流（ic01）产生瞬间过电流尖峰，分别如附图3、附图 4所示。此时应投入桥臂中的冗余子模块。

结论：在1.6s发生VT1短路故障时，该保护策略能有效保护 VT2，但可能会因大电流进一步损坏VT1，电容放电时间长，故障可能扩大使得模块爆炸，影响其他部件的正常工作。

3.2.2子模块元件故障新型保护策略仿真分析

针对改进的子模块电路拓扑结构，当1.6s发生VT1故障短路时，通过采用新型保护策略得到仿真结果如附图5～附图7所示。

仿真分析：

（1）当在1.6s发生故障时，晶闸管VD4和VD5导通（在 1.600 5s处），为子模块C放电提供了通路。VD4承担了本应流经 VT1上的大电流（VT1上通过的电流峰值为 0.4kA），在标称电流 1 200A的IGBT承受范围内，并且在S闭合之前（1.601s处）逐渐衰减到0，如附图5所示，有效保护了VT1不会被损坏；流经VD1和VT2的电流因脉冲封锁迅速减小至0。

（2）从附图 6～附图 7可知，由于晶闸管的合闸时间非常快，子模块电容电压值迅速降为 0（在1.601s处）；C通过VD4～VD5回路产生大电流，其峰值达28kA，但在S闭合之前（1.601 5s处）电流衰减为0（已换流）。综上所述，由于放电回路的改变，器件上的大电流换流至VD4上，而晶闸管对电流上升率和瞬时电流峰值的承受能力远好于IGBT，起到保护故障元件的作用。另外，在系统直流控制作用下，桥臂电压电流以及直流侧电压基本维持恒定。此时系统会报故障，子模块禁止再投入；投入桥臂中的冗余子模块，保护时间比未加该晶闸管的情况快得多。

结论：在1.6s发生VT1短路故障时，该新型保护策略中的VD4能有效保护VT1不会因较大的放电电流而被损坏，VD5能快速旁路故障子模块，防止了故障扩大，维持了MMC-HVDC系统的稳态运行。

4 结论

考虑到MMC-HVDC系统中子模块数量较多，为保证其高可靠性，本文提出了在原MMC子模块电路拓扑上增加晶闸管的新型保护策略，并通过仿真模拟故障情况对保护策略进行了验证和比较分析。仿真结果表明该保护策略能保护上管VT1不被损坏，且起到了快速的旁路故障子模块的作用，有效降低故障模块剩余部分的电应力，防止该模块瞬时大电流通过及高电压击穿引起模块明火爆炸的情况发生，对维持系统直流侧电压的稳定具有较大意义。

考虑到增加晶闸管将使模块复杂性增加，相比较VD4与VD5的重要性和普遍性，可将VD3、VD5用一个双向晶闸管代替，弥补了原模块只能有单方向从晶闸管流动的缺陷，在可能的情况下还可将其取代机械开关。对于晶闸管VD4，可视情况进行取舍，这样相对原模块改造成本较低，具有一定实际工程应用价值。

附 录

附图1 VT1和VD1上的电流（IVT1）Fig.1 Current of VT1and VD1

附图2 VT2和VD2上的电流（IVT2）Fig.2 Current of VT2and VD2

附图3 子模块直流侧电容电压(Uap1)Fig.3 DC voltage of SM

附图4 子模块直流侧电容电流(Ic01)Fig.4 DC current of SM

附图5 VT1和VD1上的电流（IVT1）Fig.5 Current of VT1and VD1

附图6 子模块直流侧电容电压(Uap1)Fig.6 DC voltage of SM

附图7 子模块晶闸管上的电流（IVT）Fig.7 Thyristor current of SM

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