一种新型双PWM变流器混合控制方法研究

赵凤姣，王久和，慕小斌

（1.北京信息科技大学自动化学院，北京 100192；2.北京交通大学电气工程学院，北京 100044）

一种新型双PWM变流器混合控制方法研究

赵凤姣1，王久和1，慕小斌2

（1.北京信息科技大学自动化学院，北京 100192；2.北京交通大学电气工程学院，北京 100044）

为提高供电电压不平衡条件下双PWM变流器的性能，提出了基于EL模型的无源控制与PI控制相结合的混合控制方法。根据双PWM变流器主电路的拓扑结构，分别建立了整流器和逆变器在dq坐标系下的EL模型。以系统的设计目标为依据确定期望平衡点，增加耗散矩阵的注入阻尼，进而设计了无源控制器。设计两个PI控制器分别用于控制直流电压和为网侧三相交流线电流d轴分量提供给定值。仿真和实物实验均表明，所提出的混合控制方法是可行的。

供电电压不平衡；正负序分量；双PWM变流器；无源控制；EL模型

1 引言

双PWM变流器由两个以全控型器件为基础的电压源型变流器背靠背连接构成，中间采用电容器做电压支撑。该装置具有能量可以双向流动、两端功率可独立控制、交流侧功率因数可调、输出谐波含量小、交流电流与交流电压同步、直流电压可控等诸多优点，因此在诸多领域中获得了广泛的应用［1-2］。

双PWM变流器的控制方法很多，文献［3］采用的是基于Lyapunov稳定理论的控制方法，此种控制方法可保证系统在大范围大干扰的情况下稳定，前提是必须找到合适的Lyapunov函数，但Lyapunov能量函数向系统期望点收敛速度不可控，导致系统动态性能不理想；文献［4-5］采用的是自抗扰控制方法，此种控制方法需要调节的参数过多，不利应用于实际工程中；文献［6-7］采用的是直接功率控制方法，此种控制方法采用功率滞回比较器对功率进行控制，这使得开关频率变化，电流谐波大，从而导致直流电压在稳态时仍有小的波动，进而影响整个系统的性能。

以上这些方法均是在供电电源为三相平衡电压源的情况下提出的，然而在实际的工业生产中，经常会遇到供电电压不平衡的情况。供电电压不平衡会导致交、直流侧产生大量谐波电流，直流侧电压产生畸变，严重影响了双PWM变流器的性能。

鉴于此，本文首先利用“延迟法”对不平衡供电电压进行正负序电压分离，之后采用了基于EL模型的无源控制［8-9］与PI控制相结合的控制方法。根据双PWM变流器主电路的拓扑结构，分别建立了机侧整流器和网侧逆变器在两相同步旋转dq坐标系下的EL模型。以系统的设计目标为依据确定了期望平衡点，增加耗散矩阵的注入阻尼，进而设计了无源控制器。设计2个PI控制器分别用于控制直流电压和为网侧三相交流线电流d轴分量提供给定值。仿真和实物实验结果均证明，本文所提出的控制方法是可行的。

2 不平衡供电电压的正负序分量描述及分离

2.1 不平衡供电电压的正负序分量描述

在三相供电电压不平衡系统中，如果只考虑基波电动势，则供电电动势可以分解为正序电动势Ep，负序电动势En和零序电动势E0的合成，如下式：

其在两相同步旋转dq坐标系下的形式为

则dq坐标系中，正序交流电动势为直流电动势，负序交流电动势为2次谐波电动势。

2.2 不平衡供电电压的正负序分量分离

本文采用“延迟法”对正负序电压进行分离。此方法是将不平衡三相供电电压相加，之后通过整理进而得到各相电压正负序分量：

3 双PWM变流器的EL模型

3.1 双PWM变流器的拓扑结构

图1 双PWM变流器拓扑结构Fig.1 The topology of dual-PWM converter

3.2 双PWM变流器的EL模型

将图1中网侧部分等效为电阻负载RL，则整流器在两相同步旋转dq坐标系中的数学模型如下式所示：

式（4）则可写成EL模型的形式，即

其中，M为正定对角阵；反对称矩阵J反映了系统内部的互联结构；对称正定矩阵R反映了系统的耗散特性；系统与外部的能量交换由u表示。则：

同理，可得网侧逆变器数学模型为

与EL模型的形式相对照，可得：

4 双PWM变流器无源控制器的设计

4.1 系统期望平衡点的确定

机侧整流器在稳态运行时，期望功率因数为1，直流电压等于给定电压uDCR，uDCR＞ 3Um（Um为三相平衡正序电压的幅值）。为了设计的方便，设dq坐标系中的d轴与电网电动势矢量Udq重合，则电网电动势矢量q轴分量uq=0。因此设期望稳定平衡点为

网侧逆变器在稳态运行时，期望功率因数也为1，设期望稳定平衡点为

4.2 无源控制器设计

对于机侧整流器，令xe=x-x*，由式（5）得：

为使系统快速收敛到期望点，使误差能量函数快速变零，需注入阻尼，加速系统能量耗散。注入阻尼耗散项为

进而得到无源控制律为

将无源控制律代入式（4）得：

若Ra1，Ra2选择比较大，则id很快稳定于i*d，iq稳定于0，则有：

由式（13）的第1个和第2个式子可见，无源控制律式（11）可实现系统电流的解耦，提高系统的动、静态性能；第3个式子满足功率平衡，直流电压的稳态值为给定值uDCR。

同理，设计网侧逆变器的无源控制律为

5 总体控制设计与实验

控制系统总体控制框图如图2所示。机侧整流器与网侧逆变器的电流内环均采用基于EL模型的无源控制，电压外环均采用PI控制。电压外环的输出即为电流内环d轴电流的给定值。

为测试所设计的控制系统的性能，采用Matlab/Simulink对系统进行仿真。三相供电电压相电压幅值分别为360 V，330 V，300 V；供电电压频率和电网频率均为50 Hz；直流侧电容为C=15 000μF；输出直流电压期望值uDCR=680 V；机侧无源控制器注入阻尼Ra1=Ra2=700；网侧无源控制器注入阻尼Rga1=Rga2=500；PI控制器1参数为Kp1=2，KI1=2.9；PI控制器2参数为Kp2=1.1，KI2=3.57。系统仿真结果如图3~图15所示。

图2 系统总体控制框图Fig.2 The overall control diagram of the control system

图3 三相不平衡电压Fig.3 Unbalanced three-phase voltage

图4 正序电压Fig.4 Positive-sequence voltage

图3和图4分别是网侧三相不平衡电压及其经“延迟法”正负序分离所得到的正序电压波形；图5是直流侧电压跟踪给定值的情况，由图5可见，约在0.03 s处直流电压进入稳态；图6是机侧交流电流与正序电压的波形图，大约在0.03 s处机侧交流电流与正序电压实现同步；图7是机侧有功电流id和无功电流iq的波形，大约在0.030 5 s处电流进入稳定状态；图8是机侧有功功率P和无功功率Q的波形，大约在0.03 s处功率进入稳定状态；图9是功率因数曲线，大约在0.031 s处功率因数稳定于0.983；图10所示是机侧电流的谐波畸变率，机侧THD=2.48%；图11是网侧交流电流与电网电压的波形图，大约在0.03 s处电流与电压实现同步；图12是网侧有功电流igd和无功电流igq的波形，大约在0.033 s处电流进入稳定状态；图13是网侧有功功率Pg和无功功率Qg的波形，大约在0.033 s处功率进入稳定状态；图14是功率因数曲线，大约在0.029 8 s处功率因数稳定于1；图15是网侧电流的谐波畸变率，网侧THD=2.48%。

图5 直流电压Fig.5 DC voltage

图6 正序电压、机侧交流电流Fig.6 Positive-sequence voltage and generator-side AC current

图7 机侧有功电流id和无功电流iqFig.7 Active currentidand reactive currentiq of generator side

图8 机侧有功功率P和无功功率QFig.8 Active power P and reactive power Q of generator side

图9 机侧功率因数Fig.9 Power factor of generator side

图10 机侧THDFig.10 THD of generator side

图11 网侧交流电压、交流电流Fig.11 AC voltage and AC current of net side

图12 网侧有功电流igd和无功电流igqFig.12 Active currentigdand reactive currentigqof net side

图13 网侧有功功率Pg和无功功率QgFig.13 Active powerPgand reactive powerQgof net side

图14 网侧功率因数Fig.14 Power factor of net side

图15 网侧THDFig.15 THD of net side

图16 程序流程图Fig.16 Program flowchart

采用FLUKE434电能质量分析仪和Tektronix TPS2104 100M数字隔离示波器进行测试，测试结果如图17~图23所示。

图17 三相不平衡供电电压Fig.17 Unbalanced three-phase supply voltage

图18 交流侧电流Fig.18 AC current

图19 U相电压和电流Fig.19 U-phase voltage and current

图20 V相电压和电流Fig.20 V-phase voltage and current

图21 W相电压和电流Fig.21 W-phase voltage and current

图22 交、直流侧电压和电流Fig.22 AC/DC voltage and current

图23 交流侧电流谐波分布Fig.23 Harmonic distribution of AC current

图17、图18分别是三相不平衡供电电压和三相交流电流的波形。图19~图21是每相交流电流与交流电压的情况；图22是稳态时直流电压uDC，u相、w相电源电压及u相交流电流的波形。由图可见，直流电压稳定于期望值，交流电流、电压基本保持同步。图23所示是交流侧电流谐波情况，u，v，w三相电流的谐波畸变率分别为2.3%，2.5%，3.5%。

7 结论

为了提高供电电压不平衡条件下双PWM变流器的性能，本文提出了基于EL模型的无源控制与PI控制相结合的混合控制方法。仿真实验和实物实验的结果均表明，本文所提出的控制方法是可行的，为工程实际中双PWM变流器的控制提供了新思路。

［1］ 李莹.双PWM变流器的建模与控制［D］.吉林：东北电力大学，2008.

［2］ 李斌，赵辉，刘俊杰，等.变速恒频风电系统双PWM解耦控制仿真研究［J］.电力电子技术，2011，45（10）：117-119.

［3］ WANG Jiuhe，XIA Peirong，ZHANG Jinlong.Control Strate-gy of Three-phase AC/DC Voltage-source Based on Storage Function［C］//Power Electronics and Intelligent Transportation System Workshop PEITS 2008，Guangzhou，2008：590-626.

［4］ MA Xianqi，WANG Jiuhe.Research on Passivity -based ADRC of Direct-drive Wind Power System Back to Back PWM Converter［C］//CEIS 2013，2013：1363-1370.

［5］ 伍亮，杨金明，贾盼盼.基于自抗扰控制器的直驱式永磁同步风电系统双PWM控制［J］.可再生能源，2013，31（6）：38-42.

［6］ 翟利利.双PWM变频器一体化直接功率控制系统的研究［D］.洛阳：河南科技大学，2012.

［7］ 汪万伟，尹华杰，管霖.基于直接功率控制的双PWM变频调速系统［J］.华南理工大学学报，2011，39（3）：67-72.

［8］ 王久和.无源控制理论及其应用［M］.北京：电子工业出版社，2010.

［9］ 张文娟.三相电压型PWM整流器无源性分析及自适应控制［J］.电气自动化，2012，34（4）：41-44.

修改稿日期：2015-01-16

Research on a New Hybrid Control Method for Dual-PWM Converter

ZHAO Feng-jiao1，WANG Jiu-he1，MU Xiao-bin2
（1.School of Automation，Beijing Information Science&Technology University，Beijing100192，China；2.School of Electrical Engineering，Beijing Jiaotong University，Beijing100044，China）

In order to improve the performance of the dual-PWM converter under unbalanced supply voltage condition，the hybrid control method between passivity-based control based on EL model and PI control was presented.According to the topological structure of the dual-PWM converter，EL models indqcoordinates of the rectifier and inverter were established.The expected equilibrium point was determined by the system design target，and damp injection of dissipation matrix was added，then the passivity-based controller was designed.Two PI controllers were designed.One was used to control DC voltage and the other was used to provide the given value for thed-axis component of the net-side three-phase AC line current.The simulation results and the practicality experiment results indicate that presented control method is feasible.

unbalanced supply voltage；positive and negative sequence components；dual-PWM converter；passivity-based control；EL model

TM46

A

国家自然科学基金资助项目（51077005）；北京市属高校科技创新能力提升计划项目（PXM2013）

赵凤姣（1989-），女，硕士研究生，Email：zhaofengjiaobj@sina.com

2014-08-06