柔性直流输电系统中模块化多电平变流器的直流侧充电策略分析

楚遵方 李耀华 王 平 李子欣 高范强 徐 飞

柔性直流输电系统中模块化多电平变流器的直流侧充电策略分析

楚遵方 李耀华 王 平 李子欣 高范强 徐 飞

（中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室 中国科学院电工研究所 北京市 100190）

本文首先对柔性直流输电系统中的模块化多电平变流器的充电方式进行了分析。当柔性直流输电系统连接无源负载时受端站就需要通过直流侧进行充电。本文通过推导模块化多电平变流器直流侧数学模型得出直流侧充电必然存在过充现象。为了抑制过充电压幅值，本文提出了一种直流侧可控充电策略。并根据模块化多电平变流器本身的限制条件推导出充电系数的取值公式。同时，分析了充电电流的变化过程并根据数学模型计算得到充电电流的最大值，为模块化多电平变流器充电系统的设计提供了理论依据。最后，通过实验验证了本文提出的充电策略的可行性和有效性。

柔性直流输电 模块化多电平变流器 充电策略 无源负载

1 引言

随着世界范围内能源紧缺和环境污染问题的日益严峻，节约型、低能耗的可持续发展方式已经在世界各国形成共识。风力发电、太阳能发电等可再生能源发电已经成为未来电力系统的发展方向，各国都在大力开发和利用可再生清洁能源，优化能源结构。但是，新能源发电往往表现出不稳定性、分散性、小型化、远离负荷中心等特点，使得采用一般输电技术联网极不经济。一些海上钻井平台、孤立小岛等无源负荷，大都采用昂贵的本地发电装置，既不经济、又污染环境。基于模块化多电平变流器（Modular Multilevel Converter，MMC）[1]的柔性直流输电系统（High Voltage Direct Current Transmission System，HVDC）不但能促进新能源并网、实现无源网络的供电，系统本身也是节能环保的。MMC-HVDC不需要滤波器，模块化程度高、附属设备少，使得设备生产制造周期大为缩减，也更易于移动、安装、调试和维护；系统的换流站体积小，并能实现无人值守；换流站类似普通厂房，没有室外配电装置，对环境景观影响小，可比常规直流节省大量走廊用地；采用地下或海底电缆，电磁干扰小。所有这些，都使得柔性直流输电更绿色、低碳、环保。所以MMC-HVDC也得到了越来越多的关注。

文献[1]提出了MMC的拓扑，并给出了控制均压策略，即电容电压最高的优先放电电容电压最低的优先充电的均压原则；文献[2-5]主要研究的是MMC功率模块均压策略和减小开关频率方面；文献[6-9]主要集中分析了MMC的调整策略；文献[10-15]主要集中在MMC的控制策略上；桥臂环流谐波分量抑制方面的文章主要有[5]、[16]和[17]。

目前针对MMC-HVDC的研究主要集中在控制策略、调整策略、模块均压等方面，而对于MMCHVDC的预充电策略[18-20]鲜有研究。由于MMC可以四象限运行，所以MMC即可做整流器也可以做逆变器。在两端MMC-HVDC中，MMC换流站分为送端站和受端站。实际应用中送端站一般连接电网，受端站可以连接电网也可以连接无源网络，比如海上钻井平台、孤立小岛、电机等。所以柔性直流输电系统送端站和受端站的预充电策略应该分开研究。送端站一般是通过预充电电阻直接由交流电网进行充电[19,20]，而受端站可以通过交流电网进行充电也可以通过直流侧进行充电[18]。受端站连接无源网络时必须通过直流侧进行充电，而现在的研究主要集中在MMC的交流侧充电策略上，未给出具体的直流侧充电策略。文献[18]提出一种直流侧充电方法，该方法通过串联到桥臂中的限流电阻对功率模块电容进行充电。该方法需要外加电阻，并且MMC在正常工作时需要将此电阻短接掉，所以该方法增加了电路的复杂度，且高压环境下该限流电阻较难选取。本文首先推导出了MMC直流侧数学模型，通过分析数学模型得出直流侧充电过程必然存在过充现象。为了抑制过电压幅值，提出了一种MMC直流侧可控充电策略。该充电策略不需要增加额外的电路，且与MMC正常工作时调制策略一致，易于实现，并通过实验验证了此方法的有效性。

2 MMC直流侧等效模型

MMC拓扑如图1所示。MMC由三个相单元构成，每相包含两个桥臂，每个桥臂由N个功率模块和一个桥臂电感L0串联构成。功率模块内部主电路构成如图1中左上角所示，包含一个电容（CSM），两个含有反并联二极管的开关器件（S1、S2），一个过流保护用的晶闸管（T1）和一个故障旁路用的快速开关（K1）。功率模块有两种工作状态:投入状态（上管S1导通），此状态下功率模块输出电压uSM等于电容电压USM；退出状态（下管S2导通），此状态下功率模块输出电压uSM等于零。功率模块处于闭锁状态时，开关器件S1、S2相当于两个二极管。

图1 MMC拓扑图Fig.1 Topology of MMC

MMC的直流侧等效电路如图2所示。其中，R为线路等效阻抗，CA、CB、CC为MMC三相等效电容，UA、UB、UC为MMC三相功率模块组合电压。

图2 MMC直流侧等效电路图Fig.2 The equivalent topology of MMC charging from dc grid

MMC闭锁状态即所有功率模块开关管处于闭锁状态时，所有功率模块的电容通过二极管串联连接，所以图2中每相的所有电容电压的和等于直流母线电压且所有功率模块电容电压相等。此时功率模块电容电压与直流母线电压关系为（1）式:

MMC处于解锁状态即功率模块开关管处于可控阶段，则图2中每相投入工作的功率模块电容电压和等于母线电压。对于A相有（2）式:

所以MMC直流侧等效模型为（3）式:

由（3）知，MMC直流侧等效模型是两阶系统，且由于线路等效电阻较小，所以MMC直流侧可控充电过程是欠阻尼充电过程，会产生过充现象。

3 MMC直流侧可控充电策略分析

MMC正常工作时有:

其中，uui_ref和uli_ref分别为三相上桥臂和下桥臂参考电压，Udc_ref为直流母线电压给定值，ui_ref为MMC三相输出电压给定值，一般通过闭环控制算法得到。上、下桥臂的开关函数一般通过（5）式得到:

式中，USM_ref为功率模块电容电压的给定值。（5）式计算出来上、下桥臂投入工作的功率模块个数之和为n，如果不考虑冗余模块则为上、下桥臂所有功率模块个数的一半。根据（1）式可知直流侧可控充电开始时上、下桥臂所有功率模块电容电压之和为直流母线电压，所以不控充电完成后如果MMC直接按照公式（4）、（5）进行控制调制，则会产生严重的过充和较大的充电电流。

为了抑制过电压幅值，本文采用逐渐减少投入工作的功率模块个数的方法对功率模块电容进行充电。充电初始时刻使（5）式计算出来的上、下桥臂投入工作的功率模块个数之和为2N，然后逐渐减少投入工作的功率模块个数。到充电完成后，使（5）式计算出来的上、下桥臂功率模块投入工作的个数之和为n。这样，就可以使功率模块逐步进行充电，只要控制每次减少的功率模块个数就可以抑制过电压幅值。为了保证每个桥臂上的功率模块电容电压均衡充电，必须按照功率模块电容电压较高的优先退出充电的原则来选择功率模块进行充电，所以投入工作的功率模块选择方式与MMC正常工作时的选择方式一致[1]，无需改动。

为了满足上述条件更改公式（4），得到公式（6）:

其中，k1由0逐渐增加到(2N/n)-1；k2由0逐渐增加到1。在充电开始时刻取k1=0，所以每相调制生成的功率模块开通个数为2N个。随着k1的逐渐增大，每相投入工作的功率模块个数之和在逐渐减少，到k1=(2N/n)-1时，每相投入工作的功率模块个数即为n，功率模块电容电压即为额定工作电压，直流侧可控充电完成。（6）式满足充电要求。

由于MMC桥臂的参考电压需要满足两个约束条件:不能小于零同时不能大于桥臂上所有功率模块电容电压之和，所以需要在直流侧可控充电过程中对k2提出要求，可得:

式中，ui_ref_max为MMC三相电压参考值的最大值，对其进行Udc_ref/2限幅，公式（7）可以简化为:

所以k2的取值可由公式（9）决定:

本文提出的直流侧可控充电策略的控制策略跟MMC正常运行时一致，即根据公式（6）算出上下桥臂的参考电压，然后根据公式（5）求出需要投入的功率模块个数，再根据排序结果和桥臂电流方向确定投入工作的功率模块。所以，直流侧可控充电的控制策略同MMC正常运行时是一致的。直流侧可控充电完成后，上、下桥臂参考电压就是公式（4）所示形式，即MMC正常运行时的公式。所以使用此MMC直流侧可控充电策略时，MMC在直流侧可控充电及正常运行时无需进行程序切换，实现简便。

假设t0时刻减少A相投入工作的功率模块个数，则公式（2）可改写为（10）:

其中，uA为A相等效电容的电压增长量；UA0为t0时刻A相等效电容电压。求解公式（10）可得（11）:

（11）中各物理量的求解公式为公式（12）:

由于MMC功率模块电容和桥臂电抗器一般选取同数量等级。所以根据公式（6）和（12）可以得到（13）:公式（13）中，Δk为k1的增长量。所以公式（11）可以简化为

为了抑制电压过充现象，k1的增长量Δk应尽可能的小。

充电开始时刻，每相接近所有2N个功率模块投入工作，充电完成时每相仅有n个功率模块投入工作。所以即便公式（14）中Δk保持相同的增长量单个功率模块电容电压的增长量在充电开始时刻和充电结束时刻是不同的。由公式（14）可得单个功率模块电容电压增长量为

式中，ki为当前充电时刻。所以，充电开始时每个功率模块电容电压的增长量为，充电结束时每个功率模块电容电压的增长量为

为了保证每相所有功率模块充电的均衡性，需要对投入充电的功率模块进行切换。由于有未充电或者未充电完全的功率模块不断的投入充电，所以对MMC桥臂功率模块电容进行充电比单纯的RLC电路电容充电时间更长。接近充电完成时的每相充电电流最大，可以近似为

4 实验验证

为了验证MMC直流侧充电策略的有效性，构建了图3所示的基于MMC的背靠背HVDC系统。MMC的实验参数见表1。实验系统的两个MMC分别通过相同参数1:1的变压器连接到10kV电网中。其中换流站1作为送端站，进行交流侧充电；换流站2作为受端站，进行直流侧充电。

图3 实验用的基于MMC的HVDCFig.3 The photo of MMC-HVDC using for experiment

表1 MMC的参数Tab.1 The parameters of MMC

实验系统充电策略为:送端站首先通过预充电电阻进行交流不控整流充电，然后切除预充电电阻进行交流可控充电，使功率模块电容电压达到额定工作电压1600V，直流母线达到额定电压19.2kV。受端站通过直流母线与送端站直接相连，在送端站进行交流侧充电时，受端站在进行直流侧不控充电。当直流母线电压达到额定电压后受端站开始进行直流侧可控充电。

受端站直流侧可控充电设置的可控充电时间为10s，公式（7）中的k1的增长量为1/100，增长时间间隔为100ms。

图4为受端站直流侧可控充电实验波形。图4中（a）为受端站计算得到的直流母线电压波形即由所有功率模块电容电压的平均值乘以12得到。从（a）中可以看出整个充电过程中直流母线上升率逐渐增加，这是由于随着充电的进行，同一时刻投入充电的功率模块个数逐渐减少，根据（15）式计算得到的单个功率模块电容电压的增长量不断增大，所以计算得到的直流母线上升率逐渐增加。

图4 受端站直流侧可控充电波形Fig.4 The experiment waveforms of receiving terminal charging from dc power at controllable situation

图4 中的（b）为直流母线电流波形。可以看到最大电流出现在充电完成时约为55A。将实验参数代入公式（16）中，指数项取0.9，可以得到每相最大充电电流约为20A，直流母线电流约为60A，略大于实验得到的直流母线电流值。实验结果与理论分析相吻合。

图4中的（c）为送端站三相电网电流，最大峰值不超过40A，充电电流较小。

图5中的（a）、（b）为图4中（a）的局部放大图。

从图5的（a）为充电开始时刻的计算得到的直流母线电压波形。从图中可以看出，每次k1增长时功率模块电压总是快速上升，并伴随着过充现象，但是过电压幅值不大。从而验证了直流侧可控充电必然存在过充现象。而图（b）中每次k1增长时功率模块电压也总是快速上升，但是过充现象不明显。这是由于开始充电时每相接近所有的功率模块投入充电，所有功率模块同时进行充电，功率模块电容电压平均值可以看到过充现象。而当充电临近结束时，每相仅有一半的功率模块同时充电，需要不断的调整投入充电的功率模块来实现对整个换流器所有功率模块电容的充电，全部功率模块充电完成需要时间。所以基本看不到过充现象，但是功率模块电容电压平均值整个充电过程中都在上升，说明一直有功率模块电容在充电。

根据公式（15）计算得到充电开始时每个功率模块电容电压的增长量为6.5V左右，直流母线电压的增长量为78V。与图5中的（a）基本相当。充电结束时每相投入充电的功率模块个数为12，此时每个功率模块电容电压的增长量为16V左右，直流母线电压的增长量为192V。与图5中的（b）基本相当。实验结果与理论分析相吻合。

图5中的（c）为图4中的（b）的局部放大图。如图中所示，在k1的每次增长时刻，直流母线电流短时间内增长较快，且电流最大值随着充电过程逐渐增大。实验结果与理论分析相吻合。

图5 图4局部放大图Fig.5 The portion of the Fig.4

5 结论

本文根据MMC直流侧可控充电数学模型，指出了MMC直流侧可控充电过程是两阶欠阻尼充电过程，必然存在过充现象。为了抑制过电压幅值，提出了一种直流侧可控充电策略，该策略通过控制投入工作的功率模块个数缓慢减少的方法对功率模块电容进行充电，同时通过控制投入工作的功率模块每次减少的个数来达到抑制过电压幅值的目的。本文提出的直流侧可控充电策略在控制调制方法上与MMC正常工作时所采用的没有本质差别，无需算法的切换，实现简便。实验结果验证了充电策略的有效性。

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Analysis of Charging Strategy by DC Grid of Modular Multilevel Converter in High Voltage Direct Current Transmission System

In this paper, the charge modes of Modular Multilevel Converter (MMC) in High Voltage Direct Current Transmission System (HVDC) are studied. The charge mode is by dc grid when MMC is connected to the passive network. The over charge must be exist according to the mathematical model of MMC. In order to suppress overvoltage, a new charging strategy by dc grid at controllable situation is proposed. And the calculation formulas of the charging coefficients are given by the limits of MMC. Meanwhile, the change trend of charging current is researched and the maximum value is computed by mathematical model of MMC. Experiment results on a HVDC based on MMC show validity of the proposed method.

High Voltage Direct Current Transmission System(HVDC), Modular Multilevel Converter (MMC), Charge mode, passive network

TM464

楚遵方 男，1982年生，博士研究生，主要从事高压大容量变流器、柔性直流输电等方面的研究工作。

国家863计划课题(2014AA052602)。

2014-07-24

Chu Zunfang Li Yaohua Wang Ping Li Zixin Gao Fanqiang Xu Fei

（Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of Sciences Beijing 100190 China）

李耀华 男，1966年生，研究员，博士生导师，主要从事电力电子变流技术、电机分析与控制技术、磁悬浮技术等方面的研究工作。