SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性对比及其在DAB变换器中的应用

梁 美 郑琼林 可 翀 李 艳 游小杰

SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性对比及其在DAB变换器中的应用

梁 美1郑琼林1可 翀2李 艳1游小杰1

（1. 北京交通大学电气工程学院 北京 100044 2. 华北水利水电大学电力学院 郑州 450046）

碳化硅（SiC）半导体器件由于其宽禁带材料的优良特性受到了广泛关注。SiC半导体器件作为一种新型器件，对其与Si半导体器件的特性对比及评估越来越有必要。本文主要对比了SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的静态特性。并搭建了基于Buck变换器的测试平台，测试条件为输入电压为400V，电流为4～10A，对比了三种器件的开关波形、开关时间、开关损耗、dv/dt、di/dt以及内部二极管的反向恢复特性。设计了一台2kW的双主动全桥（DAB）变换器的实验样机，对比了应用三种器件的DAB变换器的理论效率和实测效率。

SiC MOSFET CoolMOS IGBT 特性 DAB变换器

1 引言

近些年，碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半导体器件因其材料具有击穿电场高、载流子饱和漂移速度快、热稳定性好及热导率高等优势[1-3]，可提高电力电子变换器的性能，引起了国内外学者的广泛关注。

目前，商用的SiC半导体器件有SiC肖特基二极管、SiC JFET及SiC MOSFET。由于SiC肖特基二极管的反向恢复特性好于Si二极管，将其应用于PFC电路或逆变器中，效率得到明显提高[4-6]。SiC JFET是目前最成熟的SiC半导体器件，其开关速度和开关损耗均优于Si MOSFET和IGBT[7-9]。但JFET的主要缺点是常通型，必须通过负压关断器件，当驱动电源出现故障时，很可能出现短路现象。

自2011年，CREE公司推出第一代SiC MOSFET，较多研究人员对SiC MOSFET的特性进行深入研究。文献[10-13]指出SiC MOSFET的驱动电压较低时，其导通电阻为负温度系数；驱动电压升高之后，其导通电阻为正温度系数。文献[14]仿真对比了应用SiC MOSFET和Si IGBT的双向Buck-Boost电路的效率，但没有实际应用效率的对比。由于双有源全桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器能自然实现ZVS软开关，结构简单，效率高，对SiC MOSFET在DAB变换器中的应用研究也较多[15-19]。文献[15]在DAB变换器中比较了SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的输出电容CDS大小以及其对ZVS软开关的影响，但没有对器件的其他特性进行对比分析。文献[16-17]实验对比了应用SiC MOSFET和Si IGBT的DAB变换器的效率，但没有对两种器件的具体特性进行对比分析。文献[18-19]设计了应用SiC MOSFET的高频DAB变换器，但其主要介绍了高频磁性元件的设计。

为了具体了解SiC MOSFET的性能优势，及其与Si CoolMOS和IGBT的特性差异，本文将SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性进行对比。首先对比三种器件的静态特性，分析其对器件性能的影响。然后搭建基于Buck变换器的测试平台，对每种器件的开关特性进行测试。最后基于一台2kW的DAB变换器，测试对比应用三种器件的效率。

2 静态特性对比

与CMF20120D击穿电压VBR相近的高压Si MOSFET的导通电阻RDS(on)均较大，因此本着额定电流ID和导通电阻相近的原则，本文选取了IPW65R065C7作为对比对象。IPW65R065C7为Infineon公司最新的一款CoolMOS，其最大特点是开关速度快。而本着Si IGBT的击穿电压和额定电流相近的原则，本文选取了IKW25N120T2作为对比对象。IKW25N120T2为Infineon公司应用广泛的一款Si IGBT。表1为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的器件参数。

表1 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的器件参数Tab.1 Device parameters of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图1为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2不同栅电压（VGS或VGE）的I-V输出特性曲线。如图1a所示，CMF20120D的VGS大于18V之后特性曲线的斜率变化较小。如图1b所示，IPW65R065C7的VGS大于8V之后特性曲线的斜率基本不变，VGS为10V和20V的特性曲线重合。如图1c所示，IKW25N120T2的VGE大于13V时特性曲线的斜率基本不变，VGE为17V和20V的特性曲线重合。CMF20120D的饱和区与线性区的拐点没有IPW65R065C7和IKW25N120T2清晰。上述现象源于三种器件的不同的跨导特性，如图2所示。CMF20120D的跨导系数（gfs）最小，沟道迁移率最低，VGS较高时才能获得低导通电阻。为了保证CMF20120D具有低通态损耗，其驱动电压要高于18V，与Si半导体器件不同。

图1 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的I-V输出特性Fig.1 I-V output characteristics of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图2 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的跨导特性Fig.2 Transconductance of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图3 a、图3b和图3c分别给出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的Ciss，Coss和Crss随器件电压（VDS或VCE）变化的曲线。IKW25N120T2的Ciss最小，其VGE响应最快，驱动损耗最小。IPW-65R065C7的Coss最小，其关断时Coss存储能量最小（器件开通时，Coss存储的能量转化为开通损耗）。IPW65R065C7的Crss最小，其VGS的密勒平台时间最短，dv/dt最大。

图3 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的Ciss，Coss和CrssFig.3 Ciss, Cossand Crssof CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

3 开关特性对比

图4为基于Buck变换器的测试平台，用于测试CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关特性。二极管VD为SiC肖特基二极管C4D20120A，其器件参数见表2。SiC肖特基二极管无反向恢复特性，用于限制被测器件（Device Under Test, DUT）开通时的电流尖峰。Buck变换器的测试条件见表3。驱动电路框图如图5所示，使用Avago公司的ACPL-4800光耦隔离芯片和IXYS公司的IXDN609SI驱动芯片，驱动电路的负压通过三端稳压器LM337调节。根据器件的静态特性，设计CMF20120D的驱动电压为+18/-3，IPW65R065C7和IKW25N120T2的驱动电压为+15/-3。

图4 基于Buck 变换器的测试平台Fig.4 Test platform based on Buck converter

表2 C4D20120A的器件参数Tab.2 Device parameters of C4D20120A

图5 DUT的驱动电路Fig.5 Gate driver circuit of DUT

图6 所示为Buck变换器的输出电流为7A时，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开通和关断的波形。IKW25N120T2的VGE响应速度最快。CMF20120D的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7的电压电流变化时间最短，但其开通电流尖峰和关断电压尖峰最大。IKW25N120T2关断拖尾现象严重。

图6 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关波形Fig.6 Switching waveforms of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图7 为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2的开关时间随RG变化的曲线。td(on)为开通延时时间，ton为产生开通损耗的时间，即器件开通时电压电流的交叠时间，td(off)为关断延时时间，toff为产生关断损耗的时间，即器件关断时电压电流的交叠时间。测试结果显示，RG越大，开关时间越长。CMF20120D的开通延时间和关断延时时间最短，IPW65R065C7和IKW25N120T2的关断延迟现象比较严重。CMF20120D产生开通损耗的时间最长，IPW65R065C7最短。IPW65R065C7产生关断损耗的时间最小，CMF20120D与其相近。IKW25N120T2因其关断拖尾现象，产生关断损耗的时间最长。

图7 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关时间Fig.7 Switching times of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图8 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关损失能量Fig.8 Switching loss energy of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图8 为Buck变换器的输出电流不同时，CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开关损失能量。Eon为开通损失能量，Eoff为关断损失能量。测试结果显示，随着负载电流增加，开关损失能量增加。CMF20120D开通损失能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7的关断损失能量最小，CMF-20120D与其相近。IKW25N120T2的关断损失能量最大。

图9为Buck变换器的输出电流不同时CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开通di/dt和关断dv/dt。测试结果显示，IPW65R065C7的电压电流变化率最大，IKW25N120T2最小。

图9 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的开通di/dt和关断dv/dtFig.9 Di/dt when turn on and dv/dt when turn off of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

表4为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2内部二极管的静态参数。其中IKW25N120T2的内部二极管为出厂前封装在内的Si快恢复二极管。图10为测试二极管反向恢复特性的电路图。图11为三种器件内部二极管及SiC二极管C4D20120A的反向恢复电流测试结果，此处测试结果包含二极管结电容充电电流。测试结果显示，CMF20120D的内部二极管的反向恢复电流最小，反向恢复时间最短。而IPW65R065C7的内部二极管的反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是CMF20120D内部二极管的6倍，反向恢复时间是CMF20120D内部二极管的3倍。CMF20120D的内部二极管与C4D20120A对比，其反向恢复电流略大于C4D20120A。

表4 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的内部二极管静态参数Tab.4 Static parameters of body diode of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

图10 测试二极管反向恢复特性的电路Fig.10 Circuit for testing reverse recovery characteristics of diodes

图11 器件内部二极管和SiC肖特基二极管的反向恢复电流Fig.11 Reverse recovery current of inner diodes of devices and SiC schottky diode

4 DAB变换器的损耗模型

DAB变换器如图12a所示，由两个全桥单元通过一个电压比为N的变压器和辅助电感L连接构成。Q1～Q8为开关管，VD1～VD8为续流二极管，C1和C2为滤波电容。考虑到IPW65R065C7和IKW25N120T2内部二极管的反向恢复特性较差，续流二极管采用SiC肖特基二极管C4D20120A。该变换器的主要工作波形如图12b所示，包含Q1的关断电压vDS_Q1和通态电流iD_Q1，VD1的通态电流iF_D1，Q5的关断电压vDS_Q5和通态电流iD_Q5，VD5的通态电流iF_D5以及辅助电感电流i。半个周期内，辅助电感电流在t0、t1、t2和t3时刻的大小及其有效值表示为

图12 DAB变换器及主要工作波形Fig.12 DAB converter and key waveforms

式中，Tφ为移相时间；Td为死区时间；T为开关周期。

基于DAB变换器的工作原理，建立DAB变换器的损耗模型。其主要包含:开关管的损耗模型、续流二极管的损耗模型以及变压器和辅助电感的损耗模型。

开关管的损耗包含通态损耗和开关损耗，DAB变换器的变压器两侧开关管损耗模型需要分别建立。当开关管为MOSFET时，V1侧开关管的通态损耗模型为

V2侧开关管的通态损耗模型为

当开关管为IGBT时，V1侧开关管的通态损耗模型为

V2侧开关管的通态损耗模型为

上述损耗模型均不考虑温度对RDS(on)和VCE(sat)的影响。

DAB变换器开关管处于ZVS开通，其开通损耗近乎为0，因此开关管的开关损耗模型只考虑关断损耗。V1侧开关管的关断损耗模型为

V2侧开关管的关断损耗模型为

式中，toff为产生关断损耗的时间。

由于SiC二极管的反向恢复特性好，并且二极管的开关损耗较小，因此二极管的损耗模型只考虑通态损耗。V1侧二极管的通态损耗模型为

V2侧二极管的通态损耗模型为

变压器和辅助电感的损耗包含铜损和磁损。变压器和辅助电感的铜损模型为

式中，RDC为变压器或辅助电感的直流电阻。变压器和辅助电感的铁损模型为

式中，CFe为铁心的损耗系数；f为工作频率；Bm为饱和磁通密度；Ve为磁心体积；α、β都为常数。

根据上述损耗模型，表5给出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通态损耗和关断损耗的理论计算结果。计算条件为:DAB变换器的输出功率为2kW，V1为320V～400V，V2为360V，变压器的电压比N为1∶1，Q1～Q8的驱动电阻RG为10Ω。开关管为CMF20120D和IPW65R065C7时，开关频率为100kHz，死区时间Td为0.15μs，辅助电感L为66μH；开关管为IKW25N120T2时，开关频率为20kHz，死区时间Td为1μs，辅助电感L为330μH。表5中，随着V1升高，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通态损耗和关断损耗均呈降低趋势。IPW65R065C7的通态损耗和关断损耗最低，CMF20120D的通态损耗和关断损耗略高于IPW65R065C7。尽管IKW25N120T2的开关频率为20kHz，但其通态损耗和关断损耗最高，关断损耗远大于CMF20120D、IPW65R065C7。

表5 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通态损耗和关断损耗Tab.5 Conduction losses and turn-off losses of CMF20120D，IPW65R065C7 and IKW25N120T2

表6给出了开关频率分别为20kHz和100kHz时，二极管C4D20120A的通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损。变压器和辅助电感所选磁心型号如表7所示，环形H100/50/20为七星飞行公司的镍锌铁氧体磁心，EE55为TDK公司的PC40等级的锰锌铁氧体磁心。

表6 二极管通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损Tab.6 Conduction losses of diodes and copper losses, core losses of transformers and auxiliary inductors

表7 变压器和辅助电感的磁心型号Tab.7 Core types of transformers and auxiliary inductors

根据以上损耗计算，图13给出了DAB变换器输出功率为2kW的理论效率。开关管为CMF20120D时，DAB变换器的最高效率为94.9%；开关管为IPW65R065C7时，DAB变换器的最高效率为95.5%；开关管为IKW25N120T2时，DAB变换器的最高效率为91.03%。

图13 2kW DAB变换器的理论效率Fig.13 Theoretical efficiencies of 2kW DAB converter

5 实验验证

本文以DSP芯片TMS320F28335为主控芯片搭建了一台2kW的DAB变换器实验样机。图14a、14b和14c分别为输出功率为2kW，V1为400V，开关管分别为CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2时，DAB变换器的Q1、Q2的关断电压波形vDS_Q1和vDS_Q5。实验表明，IPW65R065C7电压尖峰最高，IKW25N120T2关断电压尖峰最小，与在Buck变换器中的测试结果一致。

图14 2kW DAB变换器开关管的关断电压Fig.14 Turn-off voltages of switches of 2kW DAB converter

图15 为2kW DAB变换器的实测效率。开关管为CMF20120D时，最高效率为93.6%；开关管为IPW65R065C7时，最高效率为94.3%；开关管为IKW25N120T2时，最高效率为90.6%。IPW65-R065C7和CMF20120D的实测效率与理论偏差较大，这是由于计算理论效率时未考虑开关电压电流尖峰以及温度导致RDS(ON)增加引起的损耗。

图15 2kW DAB变换器的实测效率Fig.15 Tested efficiencies of 2kW DAB converter

6 结论

本文对比了SiC MOSFET CMF20120D、Si Cool-MOS IPW65R065C7以及Si IGBT IKW25N120T2D的静态特性和开关特性，并将三种器件应用于2kW DAB变换器中，进行效率对比。对比结果表明:

（1）驱动特性。CMF20120D的跨导系数gfs最小，沟道迁移率最低，因此栅电压相比IPW65R065C7和IKW25N120T2D高，这样才能获得低导通电阻。

（2）开关特性。CMF20120D的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7产生开通和关断损耗的时间最小，其开通和关断损耗也最小，但其dv/dt和di/dt也最大。而CMF20120D产生开通损耗的时间最长，开通损耗也最大，但其产生关断损耗的时间和关断损耗与IPW65R065C7相近。IKW25N120T2D由于其关断拖尾现象严重，导致其关断时间和关断损耗最大。

（3）内部二极管特性。CMF20120D的内部二极管导通电压最高，但其反向恢复特性最好，与SiC肖特基二极管相近。IPW65R065C7的内部二极管反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是CMF20120D内部二极管的6倍，反向恢复时间是CMF20120D内部二极管的3倍。IKW25N120T2D的内部二极管反向为快恢复二极管，其反向恢复特性仅好于IPW65R065C7的内部二极管。

（4）效率。应用CMF20120D和IPW65R065C7的DAB变换器的开关频率为100kHz，理论最高效率分别为94.9%和95.5%，实测最高效率分别为94.3%和93.6%。而应用IKW25N120T2的DAB变换器的开关频率为20kHz，理论最高效率为91.03%，实测最高效率为90.6%。

综合以上内容，CMF20120D的性能与IPW65-R065C7相近，均比IKW25N120T2D 的性能优异，但CMF20120D耐压高于IPW65R065C7，因此SiC MOSFET在高压、高频功率变换领域的应用将会越来越广泛。

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Performance Comparison of SiC MOSFET, Si CoolMOS and IGBT for DAB Converter

Liang Mei1 Trillion Q Zheng1 Ke Chong2 Li Yan1 You Xiaojie1
（1. Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China 2. North China University of Water Resources and Electric Power Zhengzhou 450046 China）

Silicon carbide(SiC) semiconductor devices have received extensive attention with the better performance of the wide band gap material. It is necessary to compare with their silicon(Si) counterparts due to SiC semiconductor devices are new. In this paper, the static characteristics of SiC MOSFET, Si CoolMOS and IGBT are compared. Then, the test platform based on buck converter is constructed, the input voltage of which is 400V, the output current of which is 4～10A. Switching waveforms, switching times, dv/dt, di/dt and reverse recovery characteristic of internal diodes of three devices are tested. Finally, theoretical efficiencies and practical efficiencies of a 2kW dual active bridge (DAB) converter are compared.

SiC MOSFET, CoolMOS, IGBT, performance, DAB converter

TN409

梁 美 女，1988年生，博士，研究方向为电力电子与电力传动。

国家电网科技项目（5355DD130003）资助。

2014-08-09 改稿日期 2014-10-09

郑琼林 男，1964年生，教授，博士生导师，研究方向为牵引供电与交流传动技术、低损耗功率变流系统、电力系统中的电力电子技术、电力有源滤波与电能质量控制等。