基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源

阎铁生 许建平 曹太强 刘雪山 高 旭 周国华

基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源

阎铁生1许建平2曹太强1刘雪山2高 旭2周国华2

（1.西华大学电气与电子信息学院，四川省 成都市 610039；2.磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，西南交通大学电气工程学院，四川省 成都市 610031）

提出了一种基于二次型Buck功率因数校正 (power factor correction，PFC) 变换器的无频闪无变压器LED驱动电源，分析了其工作原理和工作特性。它由共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成，其中前级Buck变换器实现PFC功能，后级Buck变换器调节LED电流。该电源无需使用高降压比的变压器也可以驱动低正向导通电压的LED，它只使用一个控制器不仅实现了PFC功能，而且极大的降低了流过LED的二倍工频电流纹波，从而实现无频闪。最后通过7W的实验样机验证了理论分析的正确性。

LED驱动电源 二次型Buck变换器 功率因数校正 无频闪

1 引言

发光二极管（light emitting diode，LED）与传统照明相比，具有效率高，寿命长，无污染，重量轻，体积小等优点。随着单个LED发光效率的不断提高，使LED照明具有广泛的应用前景[1-3]。

为了满足国际谐波标准IEC61000-3-2对照明电源注入电网的各次谐波电流的限制要求，LED驱动电源在调节输出电流的同时，需要具有功率因数校正（power factor correction，PFC）功能[4-6]。

采用反激、Buck、SEPIC和Buck-Boost等单级PFC变换器作为LED驱动电源，都可以同时实现PFC和调节输出电流。单级PFC变换器的输出能量仅经过一级功率变换，具有转换效率高、成本低、控制简单等优点[7-9]，但是由于脉动的瞬态输入功率与恒定的输出功率之间的不平衡，导致其输出电压和输出电流具有较大的二倍工频纹波[10-12]，使LED在50Hz交流电源输入下存在100Hz的频闪，长期工作于有频闪的光源下，会产生用眼疲劳现象[13]。为了消除LED的频闪，通常采用两级功率变换PFC变换器，传统两级功率变换的LED驱动电源的前级通常采用Boost、Buck-Boost和Buck等拓扑实现PFC功能，后级级联DC-DC变换器，恒定LED电流[14-15]。采用两级功率变换PFC变换器的LED驱动电源，输出能量经过了两级功率变换，效率低和成本高制约了其在LED驱动电源的应用[16]。与传统两级功率变换PFC变换器相比，Boost-Flyback和IBFC等单级单开关PFC变换器具有控制简单、成本低等优点[17-18]，但是它们需要使用高降压比的变压器才可以驱动低正向导通电压的LED。

本文提出了一种基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源。它由共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成，其中前级Buck变换器实现PFC功能，后级Buck变换器调节LED电流。该电源无需使用高降压比的变压器也可以驱动低正向导通电压的LED，它只使用一个控制器不仅实现了PFC功能，而且极大的降低了流过LED的二倍工频电流纹波，从而实现无频闪。本文分析了基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源工作原理和工作特性，最后通过一台7 W的实验样机对理论分析结果进行了验证。

2 基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的工作原理

如图1所示为基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源的电路框图，它由整流桥D1、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf和共用了一个开关管的两个级联的Buck变换器构成，其中前级Buck PFC变换器由开关管Q1、电感L1、二极管D3、D4和中间储能电容C1构成，后级Buck DC-DC变换器由开关管Q1、电感L2、二极管D2、D5和输出电容C2构成。中间储能电容C1既是前级Buck PFC变换器的输出电容，又给后级Buck DC-DC变换器提供能量，它可以平衡脉动的前级Buck PFC变换器的瞬态输入功率与恒定的后级Buck DC-DC变换器的输出功率，因此基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源可以极大的降低流过LED的二倍工频电流纹波。工作在断续导电模式（discontinuous conduction mode，DCM）下的Buck变换器无需使用复杂的控制电路，可以实现功率因数校正[18]，因此前级Buck PFC变换器工作在DCM模式；工作在临界连续模式（critical conduction mode，CRM）的Buck变换器效率高[9]，因此后级Buck DC-DC变换器工作在CRM模式。

图1 基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的电路框图Fig.1 Block diagram of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的控制电路由电流采样电阻RS、过零检测、运算放大器EA、比较器CMP、锯齿波发生器、RS触发器等元件构成。由于流过电感L2的平均电流与LED电流相等，电流采样电阻RS与电感L2串联，因此通过控制RS两端的电压可以调节LED电流。为了方便驱动开关管Q1和采样RS两端的电压，采用电阻RS与电感L2的连接点作为控制电路的参考地。

在本文中，为了简化分析，假设:

1）所有的开关管、二极管、电感和电容均为理想元件。

2）开关频率fS远大于电网频率f。

在半个工频周期内，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的主要波形如图2所示，它的所有工作模态的等效电路如图3所示。在半个工频周期内，它的工作模式可以分为三个不同的阶段:阶段A、阶段B和阶段C。

2.1阶段A

当整流后的输入电压uRec(t)≤UB时，二次型Buck PFC变换器工作在阶段A。阶段A有两种工作模态:模态I和模态V。

模态I:由图3（a）所示，当开关管Q1导通时，中间储能电容C1给电感L2和负载LED供电，电感电流iL2线性上升，二极管D2导通，二极管D3、D4和D5承受反向电压关断。由于电流采样电阻RS的电压远小于中间储能电容的电压UB和输出电压UO，因此在该模态，电感电流iL2的上升斜率为

图2 基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的主要波形Fig.2 Main waveforms of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

图3 基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的不同工作模态的等效电路Fig.3 Equivalent circuit at different operational intervals of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

模态V:由图3（e）所示，当开关管Q1关断时，二极管D5导通，电感L2通过二极管D5向输出电容C2和负载LED放电，电感电流iL2线性下降，二极管D2、D3和D4承受反向电压关断。当电感电流iL2下降到

零时，模态V结束，变换器再次进入模态I。在模态V，电感电流iL2的下降斜率为

2.2阶段B

当整流后的输入电压uRec(t)＞UB，且iL1＜iL2时，二次型Buck PFC变换器工作在阶段B。阶段B有三种工作模态:模态II、模态IV和模态V。

模态II:由图3（b）所示，当开关管Q1导通时，交流输入电源和中间储能电容C1共同给电感L2和负载LED供电，交流输入电源同时给电感L1充电，电感电流iL1和iL2线性上升，二极管D2导通，二极管D3、D4和D5承受反向电压关断。在模态II，电感电流iL2的上升斜率与式（1）相同，电感电流iL1的上升斜率为

式中，UM是输入正弦波电压的峰值，ω为工频的角频率。

模态IV:由图3（d）所示，当开关管Q1关断时，变换器工作在模态IV，二极管D3和D5导通，电感L1通过二极管D3向中间储能电容C1放电，电感L2通过二极管D5向输出电容C2和负载LED放电，电感电流iL1和iL2线性下降，二极管D2和D4承受反向电压关断。在模态IV，电感电流iL2的下降斜率与式（2）相同，电感电流iL1的下降斜率为

当电感电流iL1在模态IV下降到零，变换器进入模态V。其工作原理与阶段A中的模态V相同。当电感电流iL2下降到零时，模态V结束，变换器再次进入模态II。

2.3阶段C

当整流后的输入电压uRec(t)＞UB，且iL1＞iL2时，二次型Buck PFC变换器工作在阶段C。阶段C有三种工作模态:模态III、模态IV和模态V。

模态III:由图3（c）所示，当开关管Q1导通时，交流输入电源给电感L1、电感L2、中间储能电容C1和负载LED供电，二极管D4导通，二极管D2、D3和D5承受反向电压关断。在模态III，电感电流iL1和iL2的上升斜率为与阶段B的模态II相同。当开关管Q1关断后，变换器的工作原理与阶段B的模态IV和模态V相同。

3 特性分析

3.1电感电流iL1工作在断续模式的条件

如图2所示，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的后级Buck变换器工作在CRM模式下，电感L2的峰值电流IL2_peak为

式中，IO为基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输出电流。

忽略中间储能电容的电压纹波，根据式（1）和（5），开关管Q1的导通时间Ton为

根据式（2）和（5），开关管Q1的关断时间Toff为

由于后级Buck变换器工作在CRM模式下，其开关周期由开关管Q1的导通时间Ton与关断时间Toff的和组成，即开关周期TS为

当uRec(t)＞UB时，根据式（3），电感L1的峰值电流iL1_peak(t)为

由式（9）可知，在半个工频周期内，iL1_peak(t)随输入电压的变化而变化，输入电压越高，电感电流iL1峰值越大，电感电流iL1放电时间越长，在输入电压峰值处，即|sin(ωt)|=1时，iL1_peak(t)达到最大，电感电流iL1的放电时间达到最长，此时，电感电流iL1的放电时间TDis_L1_Max为

为了使电感电流iL1在输入电压峰值点工作在断续模式，电感电流iL1的放电时间TDis_L1_Max应该小于开关管Q1的关断时间Toff，则:

将式（7）和式（10）代入式（11），可得电感电流iL1工作在断续模式的条件为3.2中间储能电容C1电压分析

根据式（8）和式（9），基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输入电流iin(t)为

式中，θ=arcsin（UB/UM）。

对于理想变换器，输入功率与输出功率相等，则

将式（6）、式（7）和式（13）代入式（14），可得

式中，KL=L1/L2。

图4 不同KL对应的UB与输入电压有效值Uin,RMS的关系图Fig.4 The relation of UBand RMS input voltage Uin,RMSwith different KL

后文选取正向导通电压为20V的LED作为输出负载，根据式（12）和式（15）可以得到不同KL对应的UB与输入电压有效值Uin,rms的关系图和电感电流iL1工作模式与UB和输入电压Uin,rms的关系图，如图4所示。从图4可以看出，对于给定的LED电压，中间储能电容C1的电压UB只与输入电压以及电感L1与L2的比值KL有关，与LED电流无关；当输入电压确定时，KL越大，则UB越小；当KL＜3时，在输入交流电压有效值Uin,rms为100V～240V的范围内，电感电流iL1工作在断续模式；当KL确定时，输入电压越高，则UB越大。

3.3功率因数分析

根据式（13）和式（14）可得，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的功率因数（power factor, PF）为

式中M1=UB/UM。

根据式（15）和式（16），可以得到不同KL对应的PF值与输入电压有效值Uin,rms的关系图，如图5所示。从图5可以看出，当输入电压确定时，KL越大，则PF值越高；当KL＞0.45时，在输入交流电压有效值Uin,rms为100V～240V 的范围内，PF值均大于0.9；当KL确定时，在整个输入电压范围内，PF值几乎保持恒定。

图5 不同KL对应的PF值与输入电压有效值Uin,RMS的关系图Fig.5 The relation of PF and RMS input voltage Uin,RMSwith different KL

3.4开关频率分析

根据式（6）～式（8）可得，二次型Buck PFC变换器LED驱动电源的开关频率为

选取LED的平均电流为350mA，KL为1.56，根据式（15）和式（17），可以得到不同L2对应的开关频率与输入电压有效值Uin,rms的关系图，如图6所示。从图6可以看出，当输入电压确定时，L2越小，则开关频率越高；当L2确定时，输入电压越高，则开关频率越高。

图6 不同L2对应的开关频率与输入电压有效值Uin,RMS的关系图Fig.6 The relation of switching frequency and RMS input voltage Uin,RMSwith different L2

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性，对本文提出的基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源进行了实验验证。实验电路参数如下:输入交流电压有效值Uin,rms范围为100V～240V，LED的正向导通电压为20V，LED的平均电流为350mA，C1=47μF，C2=100μF。

根据图4和图5的分析，当0.45＜KL＜3时，电感电流iL1工作在断续模式，且PF值大于0.9。当输入电压确定时，KL越大，则PF值越高，UB越小，C1电容的耐压值越低。本文中C1使用耐压值为160V的电容，为了使UB小于160V，且确保电感电流iL1工作在断续模式，选取KL=1.56。

根据图6的分析，电感L2的取值越小，开关频率fs越高，则开关损耗越大；电感L2的取值越大，开关频率fs越低，则电感L1和L2的体积越大、成本越高。合理地选取电感L2的感量，可将开关频率控制在合理的范围内，从而实现小体积、低成本和高效率的LED驱动电源。本文选取L2=320μH，根据KL=1.56，则L1=500μH。

根据变换器的电路参数，输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，由式（15）和图（4）可以得到中间储能电容C1电压分别为69.8V和131.9V，由式（16）和图（5）可以得到功率因数分别为0.953和0.959。

图7（a）和（b）分别为输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输入电压uin、输入电流iin、中间储能电容C1电压UB和LED电流纹波ΔIO的实验波形。由图7（a）和（b）可以看出，两种输入电压条件下，输入电流均可以跟踪输入电压的变化，实现了功率因数校正功能；LED电流纹波峰峰值均为6mA，仅为输出电流平均值的1.7%，极大的减小了LED的二倍工频电流纹波；当输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，中间储能电容C1电压UB分别为70V和130V，测试结果与分析结果一致。

图7 输入电压uin、输入电流iin、中间储能电容C1电压UB和LED电流纹波ΔIO的实验波形Fig.7 Experimental waveforms of input voltage uin, input current iin, link capacitor voltage UB, and LED current ripple ΔIO

图8 （a）为输入交流电压有效值Uin,rms为110V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源在一个工频周期的输入电压uin、电感电流iL1和iL2的实验波形。图8（b）～（d）为图8（a）在输入电压瞬时值为18V、115V和150V的放大波形，它们分别为变换器工作在阶段A、阶段B和阶段C的实验波形。由图8c和（d）可知，在每一个开关周期，电感电流iL1比iL2先降低到0，当电感电流iL2降低为0时，开关管Q1的驱动信号从低电平变为高电平，表明前级Buck PFC变换器工作在断续模式，后级Buck DC-DC变换器工作在临界连续模式，与图2的分析结果一致。由图8b可知，开关管Q1的开关频率为67KHz，与图6的分析结果相近。

图8 不同工作阶段的输入电压uin、电感电流iL1和iL2的实验波形Fig.8 Experimental waveforms of input voltage uin, inductor current iL1, and iL2in different operation stage

图9 为不同输入电压时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的PF值和效率的实验结果，由图9可知，在整个输入电压范围内（输入电压有效值Uin,rms为100～240 V），变换器的效率高达86.45%，变换器的功率因数大于0.95，与分析结果一致。

图9 基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的效率和PF与输入电压的曲线Fig.9 Efficiency and PF of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter with the variation of input voltage

图10 a和图10b分别为输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源输入电流iin的谐波电流实验结果。由图10可知，输入电流的各次谐波均小于IEC61000-3-2 class D规定的谐波最大值限定标准。

图10 输入电流的谐波电流Fig.10 Harmonic current of input current

5 结论

本文提出了基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源，它由共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成，详细分析了它的工作原理，推导了中间储能电容电压、功率因数和开关频率的表达式。实验研究表明，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源不仅可以实现高功率因数、低输入谐波电流和高效率，而且LED电流纹波峰峰值仅为输出电流平均值的1.7%，可以实现无频闪。

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A Flicker-Free Transformerless LED Driving Circuit Based on Quadratic Buck PFC Converter

Yan Tiesheng1 Xu Jianping2 Cao Taiqiang1 Liu Xueshan2 Gao Xu2 Zhou Guohua2
（1. School of Electrical Engineering and Electronic Information, Xihua University, Chengdu 610039 Sichuan Province China; 2. Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle, Ministry of Education, School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 Sichuan Province China）

A flicker-free transformerless LED driving circuit based on quadratic buck power factor correction(PFC) converter is proposed and analyzed in this paper. It combines two cascaded buck converters with single switch. The input buck converter can realize PFC, and output buck converter can regulate LED current. With single controller, the proposed LED driving circuit can not only achieve high power factor to comply with EN61000-3-2 standard and low output voltage without a high step-down transformer, but also reduce second-order line frequency current ripple flowing through LED to eliminate light flicker of LED. Experimental results of a 7W prototype are presented to verify the analysis results of the proposed converter.

LED driver circuit, quadratic buck converter, power factor correction(PFC), flickerfree

TM464

阎铁生 男，1981年生，讲师，博士，主要从事开关电源拓扑及控制技术研究，功率因数校正变换器及其控制技术研究等。

国家自然科学基金项目(51177140和61371033)；中央高校基本科研业务费专项资金 (2682013ZT20和SWJTU11CX029)。

2014-09-10

许建平 男，1963年生，教授，博士生导师，主要从事电力电子系统的控制技术、开关电源新颖控制技术、再生能源发电技术、移动信息设备电源管理技术等。