具有负载普适性的高压双极性方波脉冲源研制

熊 兰 马 龙 胡国辉 谢子杰,3 张德卿 杨子康 何 为

具有负载普适性的高压双极性方波脉冲源研制

熊 兰1马 龙1胡国辉2谢子杰1,3张德卿1杨子康1何 为1

（1. 重庆大学输变电设备与系统安全及新技术国家重点实验室 重庆 400044 2. 重庆市计量质量检测研究院 重庆 400020 3. 国网重庆市电力公司长寿供电分公司 重庆 401220）

为满足高压脉冲杀菌灭藻实验的需求，研制了一种新型极性可调方波高压脉冲电源。该电源前端为半桥式Marx电路，产生单极性重复频率的方波高压脉冲，后端级联一个H桥，通过控制H桥正、负向放电通道开闭的不同时序实现对高压脉冲极性的调节。本文对拓扑结构设计思路、不同负载时的工作原理和开关控制策略进行了阐述和分析，并利用PSIM软件仿真验证了该脉冲源设计方案的正确性。最后，研制了脉冲源样机，经测试证明，该脉冲源所采用的IGBT浮地驱动技术安全可靠，其最大输出电压达±7kV，输出电流达±10A，脉冲数达1kpps，额定输出时上升沿可达160ns，脉宽3.5μs，且能在阻性、容性、感性等各类负载下正常工作，并易于实现电压、频率、脉宽、极性的调节，易于实现模块化和小型化。

双极性 方波脉冲 上升沿 Marx发生器 H桥

1 引言

在工业循环冷却水系统中，目前虽然主要通过添加化学药品杀菌灭藻，但利用高压脉冲处理水中的细菌等微生物已经体现出良好的杀灭效果[1]。脉冲功率技术凭借其可持续、高效、环保、无副作用的巨大优势，被认为是最有工业化应用前景的杀菌灭藻方法之一，具有巨大的市场价值[2-7]。

高压脉冲电源作为高压脉冲杀菌灭藻系统中的核心设备，其参数和性能直接影响到系统的处理效果。研究表明，脉冲电场强度、作用时间、脉冲上升沿以及脉冲波形的不同对生物细胞的灭活效果有着重要影响[7-9]。张若兵等人研究发现在其他因素都相同的条件下，陡前沿的方波脉冲电场比上升时间长的方波脉冲电场对金葡菌的杀灭效果更好。华盛顿州立大学研究人员则通过实验发现:在其他条件相同的情况下，双极性方波分别用于大肠杆菌、枯草杆菌、酿酒酵母等微生物的灭活时，具有最好的灭活效果。另外，当高压脉冲直接在含有菌类、藻类的液体中放电时，负载特性较难确定，这就要求所设计的电源具有多负载适应性，能够在阻性、感性、容性等负载下正常工作。

综上，本文提出研制一种新型的方波高压脉冲源电路，实现电压、频率、脉宽、极性可调，并具有较快的上升沿和良好的多负载适应性。

2 极性可调高压方波脉冲源设计

2.1拓扑电路的设计思路

通过对多种高压脉冲源[10-13]优缺点的大量对比，本文决定采用Marx改进电路构成脉冲源，力求产生具有纳秒级上升沿的高频高压方波脉冲，控制灵活，并且易于实现模块化、小型化设计[14]。

本文借鉴了Luis M. Redondo等人提出的半桥式Marx拓扑电路[15-17]，该电路能输出重复频率的正极性高压脉冲，如图1所示。每级含有两个开关、一个电容和一个二极管。当脉冲源输出高压脉冲时，开关Qc0已处于断开状态，将直流充电电源与高压脉冲输出回路隔离，解决了经典Marx电路必须采用大电阻隔离保护直流充电电源，从而导致储能电容充电电流过小的问题，以及采用电感隔离时设计难度大的问题。为了实现脉冲极性可调，在Marx电路后级联H桥电路，以实现脉冲极性调整。电路中所有的开关均采用IGBT以及反并联二极管。

图1 半桥式Marx级联H桥的拓扑电路Fig.1 A half bridge Marx generator cascades a H bridge

图1 中，ZL为由电感L、电容C和电阻R串联构成的负载，在参数不同时体现不同的负载特性。

双极性方波脉冲源主拓扑系统结构如图2所示。通过改变DSP微控制器输出的PWM开关控制信号的频率和占空比即可改变Vo的频率和脉宽，DSP通过与可调高压直流电源串口通信即可调节直流电源Udc的输出电压，从而实现Vo的连续可调。

图2 双极性方波脉冲源主拓扑系统结构图Fig.2 The system structure diagram of bipolar square pulse source

当H1+和H1-闭合，H2+和H2-断开，即只有正向通道闭合时，Vo为正向脉冲。当H2+和H2-闭合，H1+和H1-断开，即只有负向通道闭合时，Vo为负向脉冲。同时，采用合理的开关控制信号时序，以控制H桥正向或负向通道在Marx高压脉冲来临前闭合，在高压脉冲结束后断开，从而使得H桥开关总是在低压下通断，巧妙地避免了不必要的开关损耗以及复杂的动态均压设计。

综上，本文通过半桥式Marx和H桥的级联方式，以实现具有良好多负载适应性的极性可调方波高压脉冲源电路，其电压、频率、脉宽可调，输出具有较快的上升沿，工作可靠，并且设计、调试简单易行，易于紧凑化。

2.2脉冲源工作原理及仿真

图3所示为极性可调方波高压脉冲源带阻性负载输出双极性脉冲时的负载电压波形和开关控制时序，通过改变H桥开关H1+/-和H2+/-的控制信号时序，即可方便地实现输出脉冲单双极性的转变。限于文章篇幅，本文仅以输出双极性方波高压脉冲为例，讲述脉冲源的工作原理。

图3 双极性方波高压脉冲及其开关控制时序Fig.3 The bipolar square pulse source and its switch control sequence

图3 中，VQci为充电开关Qc0，Qc1，…，Qcn的控制信号，i=0，1，…，n；VQdj为放电开关Qd1，…，Qdn的控制信号，j=1，…，n；VH1+/-为H桥正向通道开关H1+和H1-的控制信号；Vo为负载两端的输出电压；VH2+/-为H桥负向通道开关H2+和H2-的控制信号，当控制信号为高电平时，开关闭合，否则，开关断开。

极性可调方波高压脉冲源在阻性、容性、感性负载情况下的工作原理分析如下。

2.2.1 阻性负载

在t0时刻，充电开关Qci由闭合变为断开，Qci和二极管VDck构成的充电回路断开，直流电源Udc结束了对储能电容Cj的并联充电，放电开关Qdj处于断开状态，H桥正向通道开关H1+/-（即开关H1+和H1-）已在上个周期T内闭合，负向通道开关H2+/-（即开关H2+和H2-）处于断开状态，为脉冲源产生正向高压脉冲做好了准备，此时Vo=0。充电回路如图4所示。

图4 储能电容Cj并联充电回路Fig.4 The parallel charging circuit of the energy storage capacitor Cj

t0时刻过后预留一定的死区时间等待Qci完全关断，再在t1时刻闭合Qdj，以防止同一级的充电开关Qci和放电开关Qdj出现直通。t1时刻，Qdj闭合，Cj通过Qdj和H1+/-构成的放电回路串联放电，输出高压，由于H桥正向通道的闭合，理想值Vo=nUdc，正向放电回路如图5所示。然而脉冲源实际工作时，由于Cj放电，方波脉冲，平顶会有平缓的倾斜下降，放电时间常数τ计算式为

式中，Rτ为Cj串联放电通路的等效串联电阻。当储能电容Cj取足够大时，可得到顶部近似平稳的方波脉冲。

图5 Vo为正脉冲时的储能电容Cj串联放电回路Fig.5 The series discharging circuit of Cjwhen Vois positive

t2时刻，Qdj断开，放电回路断开，Cj放电结束，Vo=0。同理，t2时刻过后，也预留了一定的死区时间，直到t3时刻，闭合Qci，Udc通过Qci和VDck构成充电回路开始对Cj并联充电。t4时刻，H1+/-断开，并预留一定的死区时间，再在t5时刻闭合H2+/-，防止H桥上、下桥臂直通，t5时刻则提前闭合了H桥负向通道，为下个周期T产生负向高压脉冲做好准备。t6时刻开始，H桥前端的Marx电路则进入下一个周期T，开始产生下一个高压脉冲，其控制时序和工作状态则与t0时刻开始后保持一致，所不同的是在新周期T内需要根据输出脉冲极性的要求来控制H桥正向或者负向通道的开通，以实现不同极性脉冲的输出。t6时刻，Qci断开，Udc停止对Cj充电，t2≤t≤t6时，Vo=0。t7时刻，Qdj闭合，Cj通过Qdj和H2+/-构成的放电回路串联放电输出高压，由于H桥负向通道的闭合，理想值Vo=-nUdc，负向放电回路如图6所示。

t8时刻，Qdj断开，放电回路断开，Cj放电结束，Vo=0。t9时刻，Qci闭合，Udc再次开始对Cj并联充电，t10时刻，H2+/-断开，同理预留一定的死区时间直到t11时刻，闭合H1+/-，为下个周期T产生正向高压脉冲做好准备，t12时刻，Qci断开，结束本次产生负向高压脉冲的周期，开始新的周期T，t8≤t≤t12时，Vo=0。令Udc=900V，rdc=400Ω，Marx级数n=9，输出脉冲频率1kHz，脉冲源带阻性负载，R=700Ω。通过PSIM仿真，仿真波形如图7所示。

图6 Vo为负脉冲时的储能电容Cj串联放电回路Fig.6 The series discharging circuit of Cjwhen Vois negative

图7 脉冲源带阻性负载仿真波形Fig.7 The simulation waveforms of pulse source with resistance load

图7 中，V1、V2、V3、V4依次分别对应Qci、Qdj、H1+/-、H2+/-的触发脉冲（电平进行归一化处理），Vo和Io分别对应输出电压Vo和负载电流Io的波形。由图可知，图2所示极性可调方波高压脉冲源拓扑电路可在阻性负载下正常工作。

2.2.2 容性负载

容性负载时，采用与阻性负载下相同的开关控制时序，与阻性负载所不同的是，每当Marx的高压脉冲来临时，都会通过Cj的串联放电回路对负载电容充电，充电电压为Vo=nUdc。当Marx的高压脉冲结束后，负载电容需要一个放电回路，才能使Vo=0，否则Vo的幅值一直保持在nUdc。如图3所示电路，t2时刻Qdj断开，此时只有H1+/-给予了开通信号，其他开关均处于断开状态，负载电容没有放电回路，故Vo仍维持在nUdc的电平，直到t3时刻Qci闭合，负载电容才通过由Qci和H1+/-的反并联二极管构成的回路进行快速放电，从而Vo=0，这时负载电容放电回路如图8所示。

图8 Vo为正脉冲时的负载电容放电回路Fig.8 Load capacitor discharging loop of positive Vo

同理，t8时刻Qdj断开，此时只有H2+/-给予了开通信号，其他开关均处于断开状态，负载电容没有放电回路，故Vo维持在-nUdc电平。直到t9时刻Qci闭合，负载电容才通过由Qci和H2+/-的反并联二极管构成的回路进行放电，从而Vo=0，此时负载电容放电回路如图9所示。由此完成了容性负载时的双极性高压脉冲的输出。

图9 Vo为负脉冲时的负载电容放电回路Fig.9 Load capacitor dischargingloop of negative Vo

通过PSIM仿真，令Marx级数n=9，输出脉冲频率1kHz，脉冲源带容性负载，C=500pF，R=600Ω，仿真波形如图10所示。

由图10仿真波形可知，图2所示极性可调方波高压脉冲源拓扑电路可在容性负载下正常工作。

图10 脉冲源带容性负载仿真波形Fig.10 The simulation waveforms of pulse source with capacitive load

2.2.3 感性负载

感性负载时，采用与阻性负载下相同的开关控制时序。而与阻性负载所不同的是，每当Marx的高压脉冲来临时，都会通过Cj的串联放电回路对负载电感储能。当Marx的高压脉冲结束时，由于电感电流不能突变，负载电感则需要续流通路。同时，Vo由高压变为0的时间要大于电阻负载时的用时。如图3所示电路，t2时刻Qdj断开，此时只有H1+/-给予了开通信号，其他开关均处于断开状态，负载电感则通过H2+的反并联二极管和H1+构成的回路以及H2-的反并联二极管和H1-构成的回路分别续流，如图9所示回路1、2。直到t3时刻Qci闭合，则由H2+/-的反并联二极管和Qci构成的回路也成为负载电感的续流通路，如图11所示回路3。

图11 负载电感正向续流回路Fig.11 Forward releasing energy loops of load inductor

t4时刻H1+/-断开，则续流通路只剩下回路3，直到负载电感电流减小为0，续流结束，Vo=0。同理，t8时刻Qdj断开，此时只有H2+/-给予了开通信号，其他开关均处于断开状态，负载电感则通过H1+的反并联二极管和H2+构成的回路以及H1-的反并联二极管和H2-构成的回路分别续流，如图12所示回路1、2。直到t9时刻Qci闭合，则由H1+/-的反并联二极管和Qci构成的回路也成为负载电感的续流通路，该续流通路如图12所示回路3。

图12 负载电感负向续流回路Fig.12 backward releasing energy loops of load inductor

t10时刻H2+/-断开，则续流通路只剩下回路3所示的通路，直到负载电感电流减小为0，续流结束, Vo=0，由此则完成了感性负载时的双极性高压脉冲的输出。

通过PSIM仿真，令Marx级数n=9，输出脉冲频率1kHz，脉冲源带感性负载，R=600Ω，L=10nH，仿真波形如图13所示。

图13 脉冲源带感性负载仿真波形Fig.13 The simulation waveforms of pulse source with inductive load

图13中，VL为与负载电流Io取关联参考方向时的电感两端电压波形，由仿真波形可知，图2所示极性可调方波高压脉冲源拓扑电路可在感性负载下正常工作。

3 脉冲源主电路参数设计

3.1Marx和H桥的设计

Marx电路采用9级设计，即n=9。rdc选用70Ω/ 100W的铝壳功率电阻，直流电源Udc选用扬州格尔仕DWW-K直流稳压电源，输出电压0～1kV，输出电流0～3A，其可通过与微控制器串口连接实现电压、电流的调节，为智能控制提供了便利。

考虑到功率半导体适用于紧凑型、高重复频率脉冲源应用，其中IGBT更适合于高功率、千赫兹工作频率的脉冲电源应用，故本文设计中开关均选用IGBT。Qci、Qdj的型号选用IKW40N120T2（最大Vce=1.2kV，Ic=75A，ton=60ns），且其内部集成了一个快恢复的反并联射极控制二极管（最大IF= 75A，trr=258ns），该反并联二极管在Marx的控制信号不同步时发挥了关键的保护作用，将IGBT的集射极电压钳位到Udc充电电压以内，以防止IGBT电压击穿[17]。

二极管VDck选用IDP09E120（最大IF=23A，trr=140ns，VRRM=1.2kV）。储能电容器Cj则选择天明伟业的DTH型脉冲电容器（耐压1.4kV，10kHz工作频率下最大有效值电流达30A，C=20μF），损耗小，内部温升小，具有较长的使用寿命。

对于本文设计中的H桥电路，开关H1+/-和H2+/-选择IXYS公司的IXEL40N400（最大Vce=4kV，Ic=40A，ton=260ns）。通过将3个IGBT单管串联，分别组成开关H1+、H1-、H2+和H2-，即可满足设计要求。但是IXEL40N400内部并未集成反并联二极管，为了保证脉冲源在容性和感性负载下正常工作，IXEL40N400两端必须反并联快恢复二极管，并且该二极管的重复峰值反向电压至少要达到IXEL40N400的最大Vce=4kV，故最终选用IXYS公司的DH60-18A（最大IF=60A，trr=230ns，VRRM=1.8kV），通过将3个DH60-18A串联组成单个IXEL40N400的反向并联二极管则可以满足设计要求。

通过观察图3可知，H1+/-和H2+/-总是在Vo=0时完成开关动作，故H1+/-和H2+/-并不需要复杂的动态均压设计来均衡串联IGBT上的电压，但由于IGBT自身静态特性的差异以及电路中分布参数的影响，必须设计静态均压电路来均衡串联IGBT上的电压，防止因某一个IGBT电压过高发生击穿，从而导致一连串的IGBT发生击穿，损坏电源。如图14所示为H桥单个桥臂开关的静态均压电路。

图14 H桥单个桥臂的均压电路图Fig.14 Equalizing circuit of a single H bridge arm

由图14可知，单个桥臂开关由3个IGBT串联组成，静态均压电路即为在每个IGBT两端并联1个阻值相同的电阻R，构成电阻分压器，即可组成静态均压电路。查阅IXEL40N400数据手册知Icesmax= 1.5mA，为了使电阻分压器能够起到良好的静态均压作用，应使流过分压电阻R的最小电流IRmin满足

则有

只需考虑当Vo≥4kV时，静态均压电路能够起良好的作用，则有Vomin=4kV，故R＜88.89kΩ，但是，如果R过小则会引起较大的损耗，则令R= 88kΩ。同时，电阻R的额定功率应满足要求，本脉冲源中电阻R上产生最大的平均功耗PRmax满足

其中，Vomax=7kV，Qmin为Marx输出高压脉冲的最小周期，为1ms，tDmax为最大脉宽，为10μs。由式（4）计算得到PRmax≈0.62W，最终选择阻值准确度1%、额定功率2W、温度系数≤100ppm的高压玻璃釉无感电阻。相比绕线电阻，玻璃釉电阻更适合于高压应用，且具有极低的电感值。

3.2IGBT驱动设计

本设计中，IGBT驱动电路除了要提供足够的峰值电流和驱动功率外，还应该采用浮地驱动的设计方法，才能够控制IGBT的正常通断，并且采用负压关断的方式，有效地防止了因寄生参数导致IGBT误开通问题的发生。IGBT驱动电路所需提供的峰值电流IGmax和IGBT门级功耗PGmax计算式为

式（5）中，ΔU为栅极驱动正、负电压之差，UGE=±15V，故ΔU=30V，RGin为IGBT内部集成的栅极电阻，RGex为驱动电路中所使用的最小栅极电阻，IKW40N120T2取RGmin=33Ω，IXEL40N400取RGmin=39Ω，则由式（5）可得，驱动IKW40N120T2和IXEL40N400所需的IGmax分别为0.91A和0.77A。

式（6）中，fswmax为开关的最高工作频率，IKW40N120T2为1kHz，IXEL40N400为500Hz，Qgate为IGBT门级的充放电电荷量，可通过查阅IGBT数据手册得知，IKW40N120T2取Qgate=192nC，IXEL40N400取Qgate=270nC，ΔU为30V，则IKW40-N120T2和IXEL40N400门级功耗分别为5.76mW和4.05mW。由于驱动电路自身也存在损耗，故留有一定的裕量后，驱动电路需为驱动IGBT提供至少10mW的平均功率。

由于脉冲源工作时，多数IGBT的射级电位悬浮在一个浮动的高电位上，故需要采用浮地驱动技术，本设计采用隔离的方式，将IGBT驱动电源及驱动控制信号与高压侧主回路隔离，从而实现浮地驱动。IGBT驱动电源采用5V、2W的直流稳压电源，其与高压主回路的隔离则通过采用金升阳的DC-DC高压隔离电源模块G0515S-2W实现，该模块能直接提供±15V的栅极驱动电压，2W的驱动功率以及1.5A的驱动峰值电流，但是该模块的隔离电压能力只有6kV，当Vo=7kV时，为保证该模块的安全可靠隔离，还需要在其与驱动电源之间串接一个型号H0505S-2W的DC-DC高压隔离电源模块，其隔离电压能力也为6kV，由此整个驱动电源隔离模块的隔离能力将达到12kV，同时驱动芯片则选用IXYS公司的非隔离型芯片IXDN609PI，由G0515S-2W供电直接驱动IGBT，最大输出电流达9A。由此，采用上述设计可很好地满足驱动电源与高压主回路的安全隔离以及驱动电路的浮地设计要求。

驱动控制的PWM信号通过光纤从微控制器传输到驱动芯片IXDN609PI的信号输入端，控制IGBT的通断。选择Avago的HFBR-0500Z系列光纤套件，即可安全可靠地将弱电侧的驱动控制信号与高压侧主回路隔离。微控制器选用TI的浮点DSC，TMS320F28335，适用于数字电源设计，且操作简单。

为了调试方便和模块化设计，将Marx和H桥电路做成脉冲源母板，将单个IGBT及其驱动电路做成IGBT驱动板，母板上IGBT的连接位置留有IGBT驱动板的插槽，从而可灵活地将IGBT开关接插在母板上。

4 脉冲源性能测试

实际脉冲源采用直流电源（Udc＜800V），9级半桥式Marx部分，rdc选取70Ω、200W的铝壳电阻，即可实现7kV高压脉冲的输出。

测量时采用泰克公司TDS1012B-SC型示波器（采样率1GS/S，带宽100MHz）、P6015A型单端高压探头（测量峰值40kV、带宽70MHz）。由于大多数高带宽的电流探头无法测量10A的输出电流Io，故与负载串联一个5.5Ω（由4个22Ω、5W的水泥电阻并联）的电流取样电阻，通过测量该取样电阻上的电压值得到Io值和波形。取样电阻上电压的测量则选用P5200A高压差分探头（带宽50MHz）。

实验时设定脉冲源每秒输出脉冲数1kpps，脉宽3.5μs，Udc为780V。当负载为700Ω的电阻时，脉冲源输出的单极性和双极性负载波形分别如图15和图16所示（示波器通道1显示的是输出电压Vo，下同）。

图15 单极性输出电压Vo、电流Io的波形Fig.15 Unipolar output waveforms of Voand Io

图16 双极性输出电压Vo、电流Io的波形Fig.16 Bipolar output waveforms of Voand Io

由图15、图16可知，脉冲源可实现额定7kV，10A、1kpps的单、双极性高压脉冲输出。

观察单个脉冲波形如图17所示。由图可知，波形为顶部平坦的方波，并具有较快的上升沿，约160ns，方波高压脉冲上升沿波形如图18所示。

图17 电阻负载Vo、Io的波形Fig.17 waveforms of Vo、Iowith resistive load

图18 方波高压脉冲上升沿波形Fig.18 The rising edge waveform of square wave pulse

为验证脉冲源具有多负载适应性，将电阻负载换为100pF的容性负载，再串联一个1kΩ的电阻限制负载电容充放电电流到电源额定电流10A以内，得到输出电压Vo和负载电流Io如图19所示。

图19 容性负载的Vo、Io波形Fig.19 Vo、Iowaveforms with capacitive load

由图19可知，当负载电容从0充电至7kV时，Io为一正向的快速充电脉冲电流；当负载电容放电至电容电压为0时，Io为一负向的快速放电脉冲电流。

图20所示为Qdj控制信号与Vo波形比较。由图可知，当放电开关Qdj断开时，Vo仍保持为高电平，直到充电开关Qci闭合时，负载电容才开始放电，Vo继而减小为0。与电阻负载不同，后者是在放电开关Qdj断开时，Vo即减小为0。

图20 Qdj控制信号与Vo波形比较Fig.20 Waveforms of Voand the control signal for Qdj

由此可知，脉冲源可在容性负载下正常工作。再将负载换为10μH的感性负载，同样串联1个1kΩ的电阻限制稳态负载电流到电源额定电流10A以内，得到输出电压Vo和负载电流Io如图21所示。

图21 感性负载时Vo、Io波形Fig.21 Vo、Iowaveforms with inductive load

感性负载时，会在电感两端产生感应电压，波形如图22所示。

图22 Vo和电感电压波形Fig.22 Waveforms of Voand voltage across inductor

图22中，当脉冲源给负载电感放电时，由于电感电流不能跃变，电感两端产生一个正向快速振荡衰减的感应电压。当输出脉冲电压结束，电容充电时，负载电感续流，并在两端产生一个负向的电压，由此可知，脉冲源可在感性负载下正常工作。

综上，实验测试数据证实了图2所示拓扑电路的可行性和实用性，而且研制的脉冲源达到了设计指标，即输出电压达±7kV，输出电流达±10A，脉冲数达1kpps，额定输出时上升沿可达160ns，脉宽3.5μs，能在阻性、容性、感性等各类负载下正常工作，并可以实现电压、频率、脉宽、极性的调节。

5 结论

（1）本文提出了一种新型极性可调方波高压脉冲源电路，通过PSIM仿真验证了电路工作原理的正确性。实际脉冲源通过IGBT开关有效地将直流充电电源隔离，使脉冲源工作更加安全可靠。

（2）脉冲源产生双极性脉冲的控制策略有效地避免了H桥IGBT开关在高压下通断。H桥正向或者负向放电通道总会在前端Marx的高压脉冲产生前闭合，结束后断开，因而H桥IGBT开关总是在Vce≈0时完成通断。不但避免了复杂的动态均压设计，减小了开关损耗，而且实现了脉冲源良好的多负载适应性。

（3）自行设计的IGBT驱动电路不但提供了足够的峰值电流和驱动功率，还采用了浮地驱动的设计方法控制IGBT的通断，具有12kV的隔离能力，将驱动电源和高压侧安全隔离。通过光纤将DSP控制器与高压侧隔离，使驱动系统工作安全可靠。另外，驱动采用负压关断的方式，有效地防止了因寄生参数导致IGBT误开通问题的发生，提高了系统工作稳定性。

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A Newly High-Voltage Square Bipolar Pulse Generator for Various Loads

Xiong Lan1 Ma Long1 Hu Guohui2 Xie Zijie1,3 Zhang Deqing1 Yang Zikang1 He Wei1
（1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipments & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2. Chongqing Academy of Metrology and Quality Inspection Chongqing 400020 China 3. Changshou Power Supply Bureau of State Grid Chongqing Electric Power Company Chongqing 401220 China）

In order to meet the requirement of microorganism sterilization experiments, a newly high voltage square pulse generator with adjustable polarity is put forward. The main topology circuit is that a half bridge Marx generator cascades a H bridge. Moreover, a DSP control unit takes charge of switch on/off situation of the H bridge namely two loops for outputting negative pulses or positive pulses alternatively. The operation principle of each module on condition of various loads is illustrated in the paper. Moreover, it is tested and verified by PSIM software simulation. In addition, a prototype of pulse generator is self-made, whose output electrical parameters are as follows, peak voltage reachs ±7kV, maximum current attains ±10A, pulse frequency is up to 1kpps, rising edge is 160ns, pulse width is 3.5μs. The pulse generator can work stable at various load conditions, and it is easy to adjust the voltage, frequency, pulse width and polarity. In general, it is easy to realize modularization and miniaturization of manufacture, and the IGBT floating drive technology guarantees its safe and reliable operation.

Bipolar, square pulse, rising edge, Marx generator, H bridge

TM51

熊 兰 女，1972年生，博士，教授，研究方向为脉冲功率技术的水处理应用、电气设备在线智能化监测技术。

国家自然科学基金面上项目（51077139），重庆市电器检测工程技术研究中心资助项目（CSTC2011pt-gc70009）。

2014-07-16 改稿日期 2015-01-07

马 龙 男，1988年生，硕士，研究方向为工业水处理中脉冲功率技术的应用研究。