基于模块化多电平技术的有源滤波器研究

杜 辉，赵玉伟

（上海科梁信息工程有限公司，上海 200234）

引言

随着风力发电、太阳能发电为代表的清洁能源发电技术的迅速发展，各种功率器件得到广泛应用，大量谐波和无功电流注入电网，引起电网污染，电网电能质量问题日益严重。传统的无源电力滤波器受限于其滤波原理，仅能对某些固定次谐波具有好的滤波效果；有源滤波器 APF（active power filter）能够向系统动态注入反向谐波，从而对幅值和频率都变化的谐波进行补偿，另外通过无功补偿算法和负序补偿算法还可以对电流中的无功分量和负序分量进行补偿［1,2］。

基于耦合变压器和电压型逆变器相结合的并联有源滤波器应用于中压配电领域，虽然能够同时补偿谐波、无功功率以及不平衡，但是存在体积较大、成本高和损耗高等缺点。将多电平技术应用到有源电力滤波器中，利用多电平逆变器输出电平数量多的优点，提高有源电力滤波器输出电流对参考电流的跟踪能力和跟踪精度，可以明显改善有源电力滤波器的补偿性能。在众多的多电平拓扑结构中，模块化多电平逆变器MMC（modulor multilevel converter）得益于其模块化特征、电压/功率扩展能力良好、输出谐波含量低、冗余特性好及前端配置灵活等优势，被认为是未来最典型的应用于高压场合的电力电子变换拓扑之一［3-6］。

将MMC拓扑应用于APF，既可解决APF由于受功率器件耐压限制而难以应用高压系统的工程难题，也可利用MMC所特有模块化、低谐波含量电压输出优势，使MMC方便地应用于各种电压等级的高压系统,实现针对高压用户或工业园区的电能质量综合治理。

本文首先分析了 MMC的拓扑结构和工作原理，在此基础上提出了一种基于 MMC的并联有源滤波器及其控制策略［7,8］，结合本文提出的子模块电容电压均压控制策略［9-11］，实现了良好的谐波和无功功率补偿、稳压以及均压控制效果。

1 MMC拓扑结构及工作原理

MMC主电路及子模块拓扑结构如图1所示。其中：Rs为用于表示交流系统和MMC损耗的等效电阻；Ls为交流系统与MMC之间的等值电抗；L为桥臂电抗器；T1、T2为子模块SM中可自关断开关器件（如IGBT）；D1、D2为子模块中反并联于各个开关器件上的二极管；Csm为子模块电容。MMC的各相上、下桥臂均由数量相同的子模块串联而成。

在MMC正常运行过程中，子模块将根据控制在2种工作状态之间进行转换。（1）输出状态。T1开通，T2关断，此时子模块处于输出状态，即子模块输出电压等于电容电压，此时桥臂中的电流将对子模块电容充放电；（2）非输出状态。T1关断出电压为0，子模块电容被旁路。

图1 单相MMC拓扑结构Fig.1 Configuration of one-phase MMC

当MMC各相上、下桥臂串联的子模块个数分别为n时，MMC交流侧即能实现n+1个电平输出；在MMC正常运行过程中的任意时刻，无论各相上、下桥臂处于输出状态的子模块个数是多少，必须保证各相上、下桥臂中处于输出状态的子模块个数总和为n，这保证了MMC能够输出稳定的直流电压。

由MMC各相上、下桥臂构成可以看出，MMC桥臂的功能较两电平VSC的桥臂变化较大。在两电平VSC中，各桥臂主要起到开关的作用，通过其导通或关断可以将两电平VSC直流侧电压变换为幅值相等、宽度不同的方波。MMC各桥臂则等效为可控电压源，其输出电压随控制信号的改变而改变。因此，MMC的工作原理、运行特性以及控制系统结构等方面与两电平VSC都将有所不同。

2 并联有源滤波器工作原理

并联有源滤波器的原理如图2所示，其主电路结构采用模块化多电平变换器MMC。并联有源滤波器的工作原理是通过实时地检测补偿对象的电压和电流，经指令运算电路计算出补偿电流的信号，根据这些信号来控制逆变器，使逆变器产生和谐波幅值相同、相位相反的补偿电流，与负载电流中需要补偿的谐波和无功抵消，起到补偿谐波或者隔离的作用。

图2 并联有源滤波器原理Fig.2 Principle diagram of the shunt active filter

如图2所示，电源电流is由负载电流iL和有源滤波器的输出电流ic共同组成。负载电流iL又可分解为基波分量iLf和谐波分量iLh之和。而基波分量iLf又可分为基波有功分量iLfp和基波无功分量iLfq之和。这样负载电流iL可表示为基波有功分量iLfp、基波无功分量iLfq和谐波分量iLh之和。如果控制有源滤波器的输出电流ic和谐波分量iLh相等，那么电源电流中就只剩下基波电流了，这样就达到了抑制谐波的目的。上述原理可表示为

简言之，并联型有源滤波器相当于并联在电网上的受控电流源，它实时检测负载电流中的谐波电流，并产生与之大小相等而方向相反的补偿电流，使流入电网的谐波电流基本为0。

如果要求有源滤波器在补偿谐波的同时，补偿无功功率，则只需要在补偿谐波电流的指令信号中增加与负载电流基波无功分量反极性分量，即可使得补偿电流与负载电流中的谐波及无功分量相互抵消，电源电流等于负载电流的基波有功分量，即

3 MMC-APF控制方法

3.1 调制方法

目前应用在MMC的控制中最为广泛的控制方式是载波移相法。但是载波移相方式的电压需要有直流侧电压和载波比共同控制得到，在谐波处理中，对于“调制比”很难进行确定，而且在谐波频率较高的情况下，载波控制的误差是不能避免的。针对这些情况，结合MMC-APF的运行特性，从另外的角度入手，尝试一种新型的控制方式，即将滞环控制和空间矢量控制相结合。在这里将其称之为多电平滞环空间矢量控制方式，其原理如图3所示。

图3 滞环空间矢量控制Fig.3 Hysteresis-space vector control

多电平滞环空间矢量控制方法的基本思想是：对于多电平中的子模块没有必要全部进行PWM调制，可以将多电平中的控制子模块进行分类，其中一部分实现根据参考电平的多少进行投切，这一部分称之为基本单元；而对剩余的一个模块进行PWM控制，这组单元称之为调制单元，这样每相中只有1对模块进行PWM调节，从而可以有效减小计算量。

3.2 电容电压优化平衡控制策略

传统平衡控制方法的目标在于严格控制各子模块电容电压之间的差值，子模块的投切仅根据电容电压排序结果，没有考虑子模块的初始投切状态。在每个采样周期，插入或旁路的子模块都要重新分配，每次分配都可能发生不同模块之间的状态切换，而且，由于子模块状态切换器件存在死区，在死区内子模块的输出电压由桥臂电流极性决定，这可能导致死区内桥臂的输出电压与参考值之间存在较大的差异，即在输出端出现“窄脉冲尖刺”，对输出谐波性能造成不利影响。

优化的平衡控制策略除了降低选择机制的执行频率外，通过将传统的排序选择机制应用于部分模块的方法，缓解了传统方法的弊端，降低了子模块的开关频率，具体实现方法如图4所示。

图4 优化的选择机制平衡方法Fig.4 Optimized selection mechanism of balance method

4 仿真结果

为了验证系统的有效性，在Matlab环境下建立该系统仿真模型，系统仿真参数如表1所示。

补偿前的A相负载电流及频谱如图5所示。由图可见，波形中主要含有5次、7次、11次、13次谐波，总的谐波畸变率为44.84%，电流畸变率很大。

表1 系统仿真参数Tab.1 Simulation parameters of system

图5 补偿前A相负载电流及频谱Fig.5 The load current and frequency spectrum of pahse A before compensation

补偿后的A相系统电流及频谱如图6所示。由图可见，5次、7次、11次、13次谐波含量降低，总的谐波畸变率为1.74%，满足国家标准。

图6 补偿后A相系统电流及频谱Fig.6 System current and frequency spectrum of pahse A before compensation

子模块电容电压均压效果如图7所示。由图可见，加入均压控制前子模块电容电压标幺值在0.95～1.20之间波动， 各个子模块电容电压相差较大；加入均压控制后，子模块电容电压稳定在0.99～1.02范围之内。证明了均压控制算法的正确性。

图7 子模块均压前后电容电压Fig.7 Capacitor voltages of submodule before and after balancing control

5 结语

本文提出了一种多电平滞环空间矢量控制的调制方式，通过将控制子模块进行分类，每相中只有1对模块进行PWM调节，通过简单的逻辑比较即可确定电压的区域以及电压的切换时间，有效地减小了计算量。传统的子模块电容电压平衡控制方法未考虑降低电力电子器件开关频率的要求，其子模块的投切状态变化比较频繁，器件的开关频率较高。同时，本文还提出了一种MMC子模块电容电压优化平衡控制策略，将平衡控制的重点放在电容电压偏离额定值较多的子模块上，通过引入保持因子使其余子模块具有一定的保持原来投切状态的能力，以降低电力电子器件的开关频率。实验结果证明，所提调制方法以及电容电压均衡控制策略效果良好。

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